本文介紹了基于小華HC32F334數字電源控制器的兩路交錯無橋圖騰柱TCM_PFC參考設計：著重介紹了工頻過零點電流畸變控制、工頻過零點附近的邏輯處理、輕載效率和THD優化、準確負電流檢測與防干擾設計、變頻交錯功能實現、以及保護功能設計，更多功能期待大家親測品鑒。

1.參考設計簡介

隨著服務器計算需求的增長，特別是云計算和人工智能（AI）計算的興起，服務器CPU/GPU所需功率在大幅增加，服務器電源的功率預算已經從21世紀初的200W至300W范圍，增加到現在的800W至2000W，并且未來可能進一步增加到3000W/5500W甚至8000W以上?。為了滿足電子產品對高質量電源的需求，同時，在行業頭部企業和節能減排宏觀趨勢的驅動下，服務器電源的行業標準也將從當前國內普遍采用的CRPS2.2標準逐漸升級到M-CRPS標準，新標準對掉電再恢復的沖擊電流、電網電流THD、PF值及功率密度等方面提出了更為嚴格的要求，THD新舊標準差異如圖1所示。

圖 1 M_CRPS/CRPS標準中THDi的要求

應服務器電源高效、高功率密度的要求，圖騰柱PFC相比傳統二極管整流boost PFC每次能量傳輸少經過一個開關管、更為高效，因而在服務器電源、通信電源等領域得到了廣泛應用，圖騰柱PFC和傳統拓撲的對比如圖2所示。

圖 2 傳統拓撲與圖騰柱拓撲對比

為進一步提升圖騰柱PFC的效率和功率密度，TCM模式相對于DCM、CCM、CRM模式優勢明顯，如圖3所示，TCM模式有利于實現全負載范圍內的ZVS開通。在功率等級較高的情況下，單路 PFC 的輸入紋波電流很大，濾波器的體積也會相應增大。為解決大功率場景中 PFC 電感和濾波器體積過大的問題，可采用多相（N相）交錯技術。采用該技術后，輸入電感電流頻率成倍增加，輸入濾波器差模部分所需的截止頻率也成倍增加，因此可極大地降低系統濾波器的體積，有利于功率密度提升。

圖 3 電感電流工作模式對比

基于上述考慮，小華半導體推出了基于HC32F334芯片的兩路交錯無橋圖騰柱TCM_PFC參考設計方案。系統具體控制框圖如圖4所示，方案采用互感器檢測正、負向電流實現整流管OCP保護以及續流管負電流關斷，同時實現交錯控制。圖5為滿載電流交錯以及主管實現ZVS的情況。圖6為參考方案的THD、PF值以及效率曲線。參考方案的THD與PF值指標滿足更加嚴格的M_CRPS標準。

方案實現的主要要點與難點如下：

1、工頻過零點電流畸變控制；

2、工頻過零點附近的邏輯處理，包含：

a) 對調整流管與續流管的驅動脈沖；

b) 切換相應的負電流檢測事件配置；

c) 切換相應的OCP保護事件配置；

d) 更改相應的消隱窗口配置；

e) 工頻過零點附近驅動關波邏輯；

3、輕載效率和THD優化；

4、準確負電流檢測與防干擾設計；

5、變頻交錯功能實現；

6、保護功能設計，介紹：

a) 電感電流的OCP保護；

b) 以及軟件防飽和保護；

圖 4 小華TCM_PFC系統控制框圖

圖 5 Vin>Vout/2下的ZVS實現以及電感電流交錯波形

圖 6 額定220V輸入下THD曲線(左軸)和PF值(右軸)以及不同輸入下的效率曲線

2.方案設計要點

2.1工頻過零點電流畸變控制

在工頻過零點附近，受續流管的反向恢復、采樣電路延時、驅動電路延時的影響，在負電流達到閾值后電感電流會繼續以的斜率上升一段時間（絕對值），導致實際關斷的負電流會比給定值大一些。然而，在工頻過零點附近輸入電壓瞬時值比較低，電感電流的上升斜率緩慢，會導致過零點附近的TON開出來的電流恢復不到負電流給定值以上。最終的結果是TON結束后，由于此刻母線電壓相對較高，電感電流會以比較大的斜率下降到負向OCP保護閾值處，使得工頻過零點電流出現尖刺。因此，在電感電流恢復到給定值以上之前的時間要防止開通續流管，同時要保證主管的脈沖在TON結束后能夠重新開啟。

小華HC32F334芯片針對上述問題，對外設細節進行了優化處理，以便應對上述問題。芯片增加了外部事件消隱延遲功能，如圖7所示。工頻過零點附近，當負電流持續有效時，在死區時間結束后會清零計數器進而重新開啟TON，直到負電流恢復到給定值以上。本方案中，負電流檢測消隱信號跟隨功率管脈沖動態調整，圖8為未開啟消隱延遲功能的發波示意圖，圖9為開啟消隱延遲功能的發波示意圖。

圖 7 消隱模式下觸發計數器清零的外部事件延遲功能

圖 8 未開啟消隱延遲功能驅動發波示意圖

圖 9 開啟消隱延遲功能驅動發波示意圖

未開啟消隱延遲功能時，由于工頻過零點附近TON開啟未能使負電流恢復到給定值以上，樣機工作異常，頻繁的進入負向OCP的過流保護，不能正常起機，如圖10所示。當開啟消隱延遲功能時，如圖11所示，樣機正常工作，工頻過零點附近電流波形平滑無尖刺。

圖 10 消隱延遲功能未開啟

圖 11 消隱延遲功能開啟

2.2工頻過零點附近的邏輯處理

無橋圖騰柱拓撲在工頻換相附近，需要處理以下邏輯：

基于HC32F334芯片外設優異的性能，以上邏輯均可以通過配置外設輕松搞定。通過HRPWM外設的swap功能，可配置寄存器實現邏輯①對調整流管與續流管的驅動脈沖邏輯。由上一章節介紹的消隱窗口，通過配置更改事件的消隱模式即可實現邏輯①更改相應的消隱窗口配置的需求。HRPWM外設發波單元可配置選擇10個外部事件中任一一個或多個作為清零、捕獲、PWM動作的觸發源，更改寄存器配置可輕松實現邏輯②、③負電流檢測以及OCP保護邏輯的切換配置。

邏輯④實現的一般方法是通過在環路中斷程序中判斷標志位后操作寄存器來關閉驅動脈沖，這樣做的缺點是每個環路中斷中必須要軟件干預才可以，同時開關波會有跟中斷服務函數相等時長的延時，另外關斷邏輯還會跟控制耦合在一起，增加邏輯的復雜性。利用HC32F334芯片的EMB外設可輕松搞定上述問題。配置EMB外設的端口保護功能，過零點附近操作GPIO口的置高置低來提供EMB外設的端口保護源，保護功能配置為狀態釋放，這樣無需軟件干預即可釋放驅動脈沖。過零點附近的驅動關波波形以及驅動切換如圖12所示。

圖12 工頻過零點驅動波形圖

另外，HC32F334芯片的HRPWM外設包含豐富的事件用來控制PWM輸出，如相比于競品，HC32F334的事件更多：除周期點、零點外，有6個比較寄存器動作點，和10個外部事件輸入動作源。并且在計數器的上升計數，下降計數時可以配置不同的輸出狀態。

表1 PWM控制事件

基于HC32F334芯片如此靈活的發波性能，配置高頻臂的驅動如圖20所示，在環路中斷中分別更改寄存器HRGCMAR、HRGCMER的值即可分別實現、驅動的脈寬緩起的邏輯。

2.3輕載效率和THD優化

本文采用的TCM模式是CRM模式的衍生，其共同點是電感電流均為三角波，不同點是，CRM模式電感電流最小值為0，而TCM模式電感電流最小值為負值。因此，TCM模式下得THD可參照CRM模式類比過來，將TCM模式下的電流平均值補償為CRM模式下的平均值即可得到與CRM模式下相同得THD效果。如圖13所示為TCM模式下電流補償示意圖：

圖 13 TCM模式下THD補償圖

TCM模式下得電感電流平均值與CRM模式下得電感電流平均值相等，可列出等式：

? ? ? ?求解

令p=,解得：

小華HC32F334芯片為基于32bit Cortex-M4F CPU，內置FPU，同時具備最大 128KB 的 Flash memory，因此上述算法軟件實現可通過公式計算或者查表的方式輕松實現。補償后的波形如圖6所示，滿足M-CRPS標準要求。

另外，為了提高輕載效率以及THD，方案在40%負載以下工作在單路模式，這對輸入濾波器提出了更高的要求。如圖14所示，為方案中采用兩級濾波器仿真模型圖以及濾波器的幅頻特性。

圖 14 輸入濾波器特性仿真

如圖14所示，濾波器包含兩個諧振頻率，本方案中兩路工作模式切換至單路工作模式后，工作頻率相比兩路工作模式下會降低，進而穿越如圖14所示的最右側的諧振頻率。由于該諧振頻率點的衰減系數突然變小，同時由于是工作在TCM模式下，電感電流波形為三角波，幅值比較大，這樣位于諧振點附近的電感電流衰減系數不夠，導致三角波電感電流幾乎無衰減。在輸入濾波器看進去的電流如圖15所示，濾波器在諧振頻率29KHz處對電感電流幾乎無衰減。如果將濾波器的諧振頻率降低，必然要增加差模感量或者X電容容值，這樣會導致輸入濾波器的插入損耗進一步增加或者導致無功電流增加影響PF值。

圖 15 輸入電流震蕩波形

本方案通過在X電容上串入電阻，很好地解決了上述問題，串入電阻后的濾波器波特圖如圖16所示。

圖 16 X電容串電阻后的濾波器波特圖

2.4 準確負電流檢測與防干擾設計

TCM模式下的PFC工作在變頻模式，頻率范圍可由20kHz至300kHz區間變化，因此負電流檢測對檢測回路的帶寬要求較高，參考方案使用高頻互感器進行檢測，如圖17所示。當電流從互感器T1的7引腳流向8引腳，Q4和Q5開通進行正向電流的OCP檢測，以及ZCD電流的檢測；當互感器不檢測電流（關斷），Q4和Q5關斷，互感器T1由D17進行退磁。與、串聯的互感器采樣回路分別實現了的OCP采樣與的負電流采樣，采樣波形如圖18、19所示。采樣波形分別經過高速比較器輸出至MCU芯片HRPWM外設，經過HRPWM外設靈活的外部事件處理性能實現逐周期的OCP電流保護功能以及負向電流檢測功能。 ??

如圖20所示，為高頻臂驅動發波示意圖。HC32F334的HRPWM外設具備外部事件消隱功能，可以忽略指定時間發生的外部事件，其中指定消隱時間配置非常靈活，用戶可以通過寄存器設置選擇下面任意一種模式：

①消隱時間可以由本單元濾波偏移寄存器EEFOFFSETAR到窗口寄存器EEFWINAR

②其他單元生成的消隱信號

③其他單元的PWM信號：PWMA_PRE1或PWMB_PRE1

④本單元計數值等于周期值或者鋸齒波硬件清零到偏移值EEFOFFSETAR（或窗口值EEFWINAR）的時間

⑤本單元計數值等于0到偏移值EEFOFFSETAR（或窗口值EEFWINAR）的時間

本參考方案中，因OCP電流保護與負向電流檢測兩路事件為弱信號，在管子動作時很容易受干擾。HRPWM外設針對外部事件可配置消隱窗口，在消隱窗口時間內可忽略外部事件作用。因此，針對OCP保護以及負電流檢測事件分別做了內部消隱。得益于HC32F334芯片外部事件靈活的消隱功能，本參考方案可分別對OCP事件配置消隱模式④，對負向的電流檢測事件配置消隱模式⑤，進而保證驅動以及保護不受干擾，正確運行。

圖 17 電流檢測電路

圖 18 續流管負電流采樣波形

圖 19 主管OCP電流采樣波形

圖20 基于HC32F334的TCM_PFC高頻臂驅動發波配置示意圖

2.5變頻交錯功能實現

本參考方案中兩路交錯TCM_PFC在變頻控制時，需實時矯正兩路相位差，以便保證兩路能夠可靠交錯。HRPWM模塊每個單元timer都支持PWM輸出和捕獲功能同時使能，每個單元都有兩路捕獲功能，因此第一路timer既可以通過本單元ovf事件觸發本單元捕獲，測量出本路的開關周期T，還可以通過第二路timer的ovf事件觸發第一路timer的捕獲功能，從而得到從路相對于主路的相位P，進而計算出當前實時檢測到的相位P與理論目標相位（180°）的差：，而后通過占空比微調使得從路相對于主路的相位保持在180°左右。如圖21所示，兩路電感電流實現了可靠的交錯。 ??

圖 21 兩路電感電流波形以及主路的驅動與Vds波形

2.6保護功能設計

如圖22所示，為方案中高頻功率電感的飽和電流測試波形。PFC電感飽和后，感量會急劇下降，進而會導致嚴重的功率損壞。因此，PFC電感的防飽和保護功能至關重要，除了單周期的OCP功能外，控制軟件中還需增加一層保護。

控制軟件依據公式（2-1），通過查詢輸入電壓瞬時值來限制TON得大小來間接限制得大小。

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圖 22 高頻電感飽和電流波形測試圖

3.交錯無橋圖騰柱TCM_PFC應用方案擴展

隨著以SiC和GaN為代表的第三代寬禁帶半導體的發展，以及高性能MCU數字電源處理器的不斷升級迭代，基于CCM模式的無橋圖騰柱應用將會越來越廣泛。小華HC32F334也能很好地支持基于CCM模式的無橋圖騰柱拓撲控制策略，系統框圖如圖23所示。歡迎大家開發探討。

圖 23 兩路交錯無橋圖騰柱CCM_PFC系統框圖

4.總結

隨著AI和人工智能等新一代信息技術產業的蓬勃發展，服務器電源的高效率和高功率密度要求日益增強。本文詳細介紹了基于小華HC32F334數字電源控制器的兩路交錯無橋圖騰柱TCM_PFC參考設計，重點介紹了工頻過零點電流畸變控制、工頻過零點附近的邏輯處理、輕載效率和THD優化、準確負電流檢測與防干擾設計、變頻交錯功能的實現、及保護功能設計。

上述分析和實驗結果表明，小華HC32F334從芯片層面保證了圖騰柱PFC控制功能的實現；同時靈活性的PWM波形控制功能有利于各種電源拓撲的數字控制開發，讓用戶使用起來更便捷、更安全！

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