開關電源（SMPS）有許多可能的拓撲結構，但對于負載低于150W的電路，最受歡迎的是反激式轉換器。有些估計甚至表明高達75％的離線電源使用反激式拓撲。

因此，許多電力系統設計者面臨著開發反激式轉換器電路的挑戰。為了達到最佳性能、滿足電氣規格并保持在成本和空間限制之內，設計人員需要在設計中實現某種形式的定制；而反激式轉換器最重要的定制元件是變壓器。

在設計工程界，變壓器設計和原型構建通常被認為是黑色藝術。對于外行來說，影響變壓器性能的各種參數 - 從磁芯材料和尺寸的選擇到圍繞磁芯的繞組的布置 - 都可能出現混淆。事實上，變壓器設計的過程可以通過應用少量的重要方程，結合一定程度的反復試驗，或稱為“經驗猜測”而有序地進行。

位于英國倫敦的富昌電子EMEA系統設計中心（SDC）的設計團隊從為OEM客戶開發定制電源的工作中獲得了許多實踐經驗。本文旨在分享這些經驗，并說明在反激式轉換器電路中優化變壓器設計的有效方法。

反激式拓撲結構：操作原理

圖1：典型的反激式轉換器電路。（圖片來源：Wald Dvorak，Wdwd，維基共享資源，知識共享許可協議）

反激式轉換器是一種隔離形式的降壓-升壓轉換器，如圖1所示。它包括：

• 一個初級側開關，通常是MOSFET

• 兩個繞在磁芯上的初級繞組和次級繞組形式的電感，如

• 圖2所示。繞組圍繞一個塑料骨架轉動，該骨架提供機械支撐和一組用于導線連接及通孔安裝在PCB上的引腳。在其操作中，兩個電感器的布置方式的正確稱呼為“磁耦合電感器”。但由于兩個獨立的繞組，設計人員通常將其稱為“反激式變壓器”。嚴格來說，這是一個誤用，但為了方便起見，本文將以此方式引用它。

• 一個次級側開關，通常是二極管

• 輸出電容

圖2：在兩個E形磁芯上的繞組制成的電感器分解圖。變壓器的氣隙形成在磁芯中心臂的相對面之間。（圖片來源：Cyril Buttay，知識共享許可協議）

通常通過光電耦合器和補償電路實現反饋，用于隔離屏障控制。

當初級側開關導通時，初級繞組消耗電流，從而產生磁場，該磁場通過低磁阻磁芯很容易地傳遞到磁芯中心處的小氣隙，儲存的磁能在那里累積。當初級側開關斷開時，儲存的磁能感應生成電流，流過次級繞組和輸出二極管，并流向負載。

這種轉換器拓撲的多種優點是其廣泛應用的原因：

• 通過反激式變壓器和光耦反饋補償可以輕松實現隔離

• 元器件數量和成本很低

• 反激式變壓器的匝數比可實現輸入和輸出電壓之間的高比率，例如直接從交流電源電壓輸入產生3.3V輸出。

• 單個功率級可以提供多個正負極性的輸出電壓軌。

• 反激式拓撲結構支持升壓和降壓操作：它是降壓-升壓型拓撲結構。

但反激式轉換器有一些缺點，最重要的是：

• MOSFET和輸出二極管上的電壓應力很高，不同設計之間都有很大的不同。

• 開關轉換期間兩個開關元件的高峰值電流和高電壓峰值導致相對較高的噪聲。反激式變壓器的跨越耦合和來自繞組的輻射也可能產生噪聲。

轉換器規格如何影響變壓器設計

反激式變壓器的優化由設計人員指定的關鍵參數確定，即：

• 輸出功率

• 開關頻率

• 初級和次級繞組的峰值和平均電流值（考慮最小輸入電壓、最大負載時的最壞情況）

• 初級側電感

• 最大磁通密度

• 匝數比

然而，設計人員在可以開始設計反激式變壓器之前，需要選擇導通模式：連續導通模式（CCM），不連續導通模式（DCM）或臨界導通模式（CRM）。變壓器設計的過程對于所有三種導通模式都是相同的，但是在任意功率轉換器中，操作是不同的，并且在反激式變換器的情況下基本都不同，因為轉換器的傳遞函數各不相同，會影響反饋補償。

有大量的文獻可以指導設計者的選擇，所以本文不詳細地講解導通模式。富昌電子SDC的實踐經驗表明，選擇通常取決于：

• 尺寸和成本壓力，在這種情況下DCM由于其較低的電感要求而具有優勢

• 對較高輸出功率水平下的低傳導損耗和高效率的要求，在這種情況下，CCM是首選，因為對于任何給定輸出功率值，峰值和均方根（RMS）輸出電流都較低。

需要在開發過程的早期作出進一步決定的是磁芯材料的選擇。影響磁芯材料選擇的主要參數是最大磁通密度、磁阻和成本。對于反激式變壓器，最常用的磁性材料是鐵氧體。這是一種便宜的材料，在高達500kHz左右的開關頻率下損耗很低。鐵氧體磁芯在相對較低的磁通密度下（通常在0.4T左右）即變得飽和。這意味著，在使用傳統鐵氧體磁芯的設計中，為了避免飽和，在峰值初級側電流下，磁通密度應保持不高于0.3T。

損耗的原因，以及如何管理它們

幾乎在所有的電源轉換器設計項目中，工程師的注意力都集中在電源效率和功率損耗的最小化。一般而言，減少損耗有助于降低熱應力和對冷卻裝置的需求，提高系統的可靠性，并且能夠創建更小、更輕、更經濟的最終產品。

在反激式轉換器中，有許多損耗源，包括MOSFET和二極管導通、開關損耗，輸出電容紋波電流損耗、緩沖器損耗以及輸入和輸出濾波器損耗。但是在大多數情況下，總體損耗的最大部分歸因于反激式變壓器。因此，減少變壓器損耗的努力將會帶來相當大的好處。

首先了解反激式變壓器內的各種損耗來源，包括：

• 銅損：由用于初級繞組和次級繞組的銅線的直流和交流電阻引起。

• 接近損耗：由于強磁場中的緊耦合電流的影響，電流集中在銅線橫截面的一部分中。

• 泄漏電感：磁場泄漏導致電力損失。在電路設計中也必須考慮到這一點，因為漏感的大小直接影響到所謂的“緩沖器損耗”。避免磁場泄漏的基本要求是將氣隙定位于繞組內。

• 磁芯材料損耗：由磁芯材料的開關動作和固有的滯后性導致。

銅損

繞組銅線的損耗量受以下因素的影響：

• 電流波形，直流和交流分量的相對大小

• 繞組的整體直流和交流電阻

• 開關頻率

• 接近損耗

特別是，由于所謂的“集膚效應”，電流波形中的高開關頻率和相對高的交流分量將增加電阻。集膚效應導致高頻交流分量向導線的外表面傳導，有效地減小了導體的橫截面積，因此增加了其電阻。富昌電子對開關頻率低于100kHz的實際變壓器設計的實際評估表明，使用直徑≤0.5mm的單股銅線可以減小集膚效應和銅損。

接近損耗也增加了銅布線的損耗：本質上，承載高頻電流的導體通過“鄰近效應”現象在相鄰導體中誘發銅損。這種效應導致銅損復合到多層繞組中的每個附加層上。

因此，為了最小化接近損耗的影響，設計者必須將繞組層數保持在最小值：理想情況下，初級繞組和次級繞組不超過兩或三個，特別是當電流波形具有高比例的交流分量時，DCM操作就是這種情況。

泄漏電感是匝數平方（N2）和繞組幾何形狀的函數。為了最大限度地減小給定磁芯和骨架的漏電感，設計人員應該選擇一個提供適當截面積的磁芯，從而使達到目標電感所需的匝數最小化。

另一個重要的步驟是提供初級繞組和次級繞組之間最好的耦合。當初級和次級層的繞組寬度匹配，并保持在相鄰層上時，或者當次級層夾在兩個初級繞組之間時，可獲得最佳結果，如圖3所示。

圖3：產生低或高漏電感的各種繞組配置的示例

磁芯損耗：需要能量來改變磁芯的磁化強度。并非所有能量都是能以電形式回收的。一部分以熱量流失。這種功率損耗可以被看作是B-H回路的滯后。損耗通常與通量密度的變化（ΔB）和開關頻率的平方（Fsw2）成正比。

對于一般的磁性元件來說，飽和磁通密度和磁芯損耗之間有一個折衷。

使用具有高操作磁通密度的材料可減小尺寸、重量并降低成本。例如，硅鋼芯通常具有1.5-2T的飽和通量密度。不幸的是，這樣的磁芯材料也具有高磁芯損耗。

相反，鐵氧體磁芯是陶瓷材料，其飽和磁通密度在0.25-0.5T范圍內。但是由于其電阻率較高，其磁芯損耗較低。反激式變壓器常用的鐵氧體磁芯材料包括Ferroxcube的3C90和Magnetics?的R材料，如圖4所示。

圖4：70mm x 54mm的Magnetics?鐵氧體E形磁芯

材料數據手冊中提供了顯示各種開關頻率下的磁芯損耗的曲線，通常繪制成ΔB（以特斯拉為單位）上的磁芯損耗（以kW/m3為單位），可用于估算任何給定應用中的磁芯損耗。

上述考慮的所有損耗因素也對磁芯尺寸的計算有影響。現成的技術文件解釋了確定磁芯大小的各種方法。在富昌電子的經驗中，如果空間和成本允許的話，最好從稍大的磁芯尺寸開始，因為這樣可以減少匝數、磁芯損耗和漏感。

另外，最好選擇一個能夠提供最佳繞組長度-高度比的骨架：這樣可以最小化所需繞組層數。

下一步：動手構建原型

本文概述了在紙上設計反激式變壓器時必須考慮的重要理論因素和設計決策。同時也提供了富昌電子變壓器設計的實踐經驗、相關影響因素（如磁芯尺寸和繞組布置等）的一些指導。