引言

隨著計算機 、 通訊和網絡技術 的迅猛發展 ， 低壓大電流 DC／ DC變換器成為 目前一個重要的研 究課題。傳統的二極管或 肖特基二極管整流方式 ，由于正向導通壓降大，整流損耗成為變換器的主 要損耗 。功率 MOSFET導通電阻低 、 開關時間短 、輸入阻抗高，成為低壓大電流功率變換器首選的 整流器件。

1 同步整流正激變換器

圖 l給出的是一種電壓 自驅動同步整流正激 變換器 ，圖 1中兩個與變壓器耦合 的分離輔助繞組N4、 N5用來分別 驅動兩個 同步整流管 S201 、 S202。當主開關管導通時 ，變壓器副邊繞組上正下負 ，S201柵極電壓為高，導通整流；主開關管截止時，副邊繞組下正上負， 續流S202柵極為高， 導通續流。

正激變換器 中，同步整流S201。的運行情況與 變壓器磁復位方式有關。如果采用如圖1所示的 輔助繞組復位電路，在復位結束過程之后，變壓器 電壓保持 為零的死區時間內，輸出電流流經續流 同步整流管S202， 但是S202柵極無驅動 電壓 ， 所以

輸出電流必須流經S202 的體二極管。MOSFET體二極管的正向導通電壓高 ，反向恢復特性差 ， 導通損耗非常大 ，這就使采用 MOSFET整流的優勢大打折扣， 為了解決這一問題， 較為簡單的做法是在S202的漏極和源極之間并聯一個 肖特基二極管D201在S202截止的時間內， 代替S202的體二極管續流， 這一方法增加的元件不多， 線路簡單， 也很實用。

為了優化驅動波形 ，可以采用分離 的輔助繞 組來分別驅動兩個同步整流管 ，比起傳統的副邊繞組直接驅動 的同步整流變換器來說 ，這種驅動 方式無工作電流通過驅動繞組 ，因此不需要建立 輸 出電流的時間 ， MOSFET能夠迅速開通 ，開通時的死 區時間即體二極管導通 的時間減少了一半 。另一方面驅動電壓不只局限于副邊電壓 ，可以通 過調整輔助線圈來得到合適的驅動電壓。

輕載條件下的同步整流

對于正激變換器 ， 在主開關管截止的時間里 ，輸出電流是靠輸出儲能 電感里的能量維持 的，因此變換器有兩種可能 的運行情況 ：電感電流連續 模式( CCM， continuouscurrentmode) 和電感電流 斷續模式(DCM，discontinuouscurrentmode)。

2． 1 電感電流連續模式 CCM

當負載電流較大時 ，電感電流在整個周期內都不會下降到零，每個開關周期可以分為兩個階段 ，在t1階段 ，S201導通 ， S202截止，電感兩端的電壓為Vs一Vo( 其中，Vs為變壓器副邊繞組 電壓 ，Vo為 變換器輸出電壓 )，電感電流持續上升；t2階段，S201關斷，S202導通，電感兩端電壓為-Vo，電感電壓持續下降。穩態時， 一個開關周期內， 濾波電容C的平均充電電流與放電電流相等，故變換器輸出的 負載電流平均值Io就是iL的平均值 ，由于負載電流較大，電感電流iL在整個周期中都不會下降至零，電感電流方向不發生變化，如圖 2( a) 所示 。

當負載電流Io減小時，ILmax和ILmin，都減小，當負載電流Io減小到使ILmin在Toff結束時恰好為零，2(b) 所示 ， 此時的負載 電流稱之為臨界電流

當負載電流進一步減小時，對于副邊采用傳 統二極管續流工作的正激變換器來說 ，將會出現電感電流斷續 的工作情況， 如圖 2( C) 所示。

當副邊采用同步整流工作時，由于續流MOSFET的雙向導通的特性，使得此時的電感電流能夠反向， 如圖2(d) 所示，產生環流。有了環流 就會消耗環流能量。這個能量的大小和輸出濾波 電感有關 ， 輸 出濾波電感越小，環流就會越大，環流能量越大 ， 損耗也越大。所以由于同步整流器不 能從 CCM模態 自動切換到 DCM模態 ，輕載時就 會產生很大的環流損耗。環流損耗 、開關驅動損耗 和開關損耗使得變換器輕載時的效率較低。

為了避免電感電流輕載時反向形成環路電流 ， 可以采用如圖 3所示 的驅動電路 。S201、S202為兩個同步整流管 ，Vdd為一基準電壓，R211和R212分壓后產生一個電壓給定值加在比較器的同向輸人端 ，比較器的反向輸人端接在輸出電流取樣電阻R210上。當輸 出電流高于臨界輸出電流 ，比較器輸出高電平 ，主開關管截止期間 ， S202、S203導通 ， 高電位加至續流 MOSFET S202柵極 ，S202導通續流 ；當輸出電流低于臨界電流時，比較器輸出低電位，S204、S203、S202均截止 ，這個時候 的續流工作就交由與S202并聯的肖特基管D201完成， 由于肖特基的單向導電性避免了環路電流的形成。

值得注意的是，續流 MOSFET一定要在反向電流產生前截止。如果 已經產生了反 向電流以后 才使 MOSFET截止， 此時反向電流迅速下降， 產生很大的 di／dt， 會在續流 MOSFET源極和漏極兩端產生很高 的電壓尖峰 ，這個電壓尖峰甚至可能高于 MOSFET的耐壓 ， 使續流 MOSFET擊穿 ，如圖4的試驗波形所示 。

在這種控制方式下 ，重載時 由續流同步整流 管續流， 輕載時由肖特基管續流， 電感電流將進入 DCM模 式 ， 這樣減少 了導通損耗 ，提高了輕 載時 變換器的效率 。

2． 2 電感電流斷流模式(DCM)

在這種情況下， 每個周期可以分為三個 階段 ，t1 和t2階段 同上述 CCM相同。如果在進入t3時刻 時，電感兩端電壓和電感電流精確為零 ，電路就剛好處于穩態，不會出現振蕩，但實際電路中， 很難保證這兩個條件的滿足。

在t3階段，S201和S202均處于關斷狀態，由電感L201寄生電容Cp，負載電容C201與負載并聯構成了LC振蕩回路，考慮到C201>>Cp，可以求得振蕩頻率為

這個頻率往往很高，會在S202源極和漏極兩端形成明顯的振蕩，也就是通常所說的振鈴現象，這個過程通常來說是欠阻尼振蕩，如圖5的試驗波形所示。

由于DCM模式能夠避免輕載時環路電流的產生，卻可以大大提高了變換器輕載時的效率。兩種電路模式的效率對比如圖6所示。

在輕載工況下，采用關斷續流MOSFET使得正激變換器副邊工作在DCM模式下，可以顯著提高同步整流變換器輕載時的效率。實驗證明，采用如圖3所示的電路能夠完成輕載時副邊電流CCM到DCM的轉化，是提高正激變化器輕載效率的一種可行的方法。