開關電源（Switching Mode Power Supply）即開關穩壓電源，是相對于線性穩壓電源的一種的新型穩壓電源電路，它通過對輸出電壓實時監測并動態控制開關管導通與斷開的時間比值來穩定輸出電壓。

由于開關電源效率高且容易小型化，因此已經被廣泛地應用于現代大多數電子產品中。如果說每個現代家庭都至少有一個開關電源都不為過，如電視機（彩色的）、電腦、筆記本、電磁爐等等內部都有開關電源，蝦米？這些東西你們家都沒有？我去！那手機有沒有？手機充電器也是一個小型的開關電源，中招了吧！手機也沒有，那就是古代家庭了，忽略之！

如下圖所示為線性穩壓電源電路的基本原理圖：

之所以稱其為線性電源，是因為其穩定輸出電壓的基本原理是：通過調節調整管（如三極管）的壓降VD來穩定相應的輸出電壓VO，也因調整管處于線性放大區而得名。如果某些因素使得輸出電壓VO下降了，則控制環路降低調整管的壓降VD，從而保證輸出電壓Vo不變，反之亦然，但這樣帶來的缺點是調整管消耗的功率很大，使得該電路轉換效率低下，當然，線性電源的優點是電路簡單，紋波小，但是在很多應用場合下，轉換效率才是至關重要的。

為了進一步提升穩壓電路中的轉換效率，提出用處于開關狀態的調整管來代替線性電源中處于線性狀態中的調整管，而BUCK變換器即開關電源基本拓撲之一，如下圖所示：

其中，開關K1代表三極管或MOS管之類的開關管（本文以MOS管為例），通過矩形波控制開關K1只工作于截止狀態（開關斷開）或導通狀態（開關閉合），理想情況下，這兩種狀態下開關管都不會有功率損耗，因此，相對于線性電源的轉換效率有很大的提升。

開關電源調壓的基本原理即面積等效原理，亦即沖量相等而形狀不同的脈沖加在具有慣性環節上時其效果基本相同，如下圖所示：

同樣是從輸入電源10V中獲取5V的輸出電壓，線性穩壓電源的有效面積為5×T，而對應在開關穩壓電源的單個有效周期內，其有效面積為10×T×50%（占空比）=5×T，這樣只要在后面加一級濾波電路，兩者的輸出電壓有效值（平均值）是相似的。

下面我們來看看BUCK轉換電路的工作原理（假設高電平開關閉合，低電平開關斷開）。

當開關K1閉合時，輸入電源VI通過電感L1對電容C1進行充電，電能儲存在電感L1的同時也為外接負載RL提供能源。

當開關K1斷開時，由于流過電感L1的電流不能突變，電感L1通過二極管D1形成導通回路（二極管D1也因此稱為續流二極管），從而對輸出負載RL提供能源，此時此刻，電容C1也對負載RL放電提供能源。

相關波形如下圖所示：

通過控制開關K1的導通時間（占空比）即可控制輸出電壓的大小（平均值），當控制信號的占空比越大時，輸出電壓的瞬間峰值越大，則輸出平均值越大，反之，輸出電壓平均值越小，理想狀態下（忽略損耗），則輸出電壓與輸入電壓的關系如下式：

其中，Ton表示一個周期內開關閉合的時間，Toff表示一個周期內開關斷開的時間，Ton/（Ton+Toff）也叫做矩形波的占空比，即一個周期內高電平脈沖寬度與整個周期的比值，亦即輸出電壓為輸入電壓與控制信號占空比的乘積，如下圖所示：

BUCK變換拓撲通過配合相應的控制電路，實時監測輸出電壓的變化，適時地動態調整占空比開關管的導通與截止時間的比值，即可達到穩定輸出電壓的目的，如下圖所示：

這種通過控制占空比的方式也叫做脈沖寬度調制技術（Pulse Width Modulation, PWM），它是一種頻率固定而占空比變化的控制試，相應地，也有脈沖頻率調制技術（Pulse frequency Modulation, PFM），或兩者的結合。

從公式中也可以看出，BUCK拓撲結構只能用來對輸入電壓VI進行降壓處理（升壓方案可參考Boost拓撲），因為控制信號的占空比是不可能超過1的，這一點與線性電源是類似的，而且設計比較好的開關電源電路，其效率可達到90%以上，這看起來似乎是個不錯的降壓穩壓方案，但任何方案都不會是完美的，隨之而來的問題也接踵而至，比如紋波、噪聲、EMI等問題，下面我們簡單介紹一下：

紋波即上圖所示的輸出電壓波動成分的峰峰值，自然是越小越好。要降低紋波有很多途徑，增大電感量或電容量就是常用的途徑之一，電感量或電容量增加后，充放電速度（時間常數增大）都會下降，相應的紋波峰峰值也會下降，如下圖所示：

對于具體的BUCK拓撲降壓芯片，廠家都會提供典型的應用電路及相關的參數值，如下圖所示為TI公司的集成降壓芯片LM2596典型應用電路圖：

我們也可以通過提高開關的頻率來降低紋波，這樣，在同樣的電感量與電容量條件下，每次充放電的時間縮短了，這樣紋波的峰峰值就下降了，如下圖所示：

換句話說，在相同的紋波值條件下，如果選擇開關頻率較高的芯片，電感與電容值相對會小一些（即成本低一些），如下圖所示為LM2596的內部開關頻率為150KHz，相應的也有超過MHz的開關頻率芯片。

我們用下圖所示的電路參數仿真：

其中，信號發生器XFG1設置驅動峰值電壓為12V，頻率為150KHz，占空比50%，如下圖所示：

而監測的電路參數主要是開關之后的電壓、電感電流及輸出電壓（理論計算應為6V），我們看看下圖所示的仿真結果：

其中，紅線表示電感電流，綠線表示開關后的電壓，藍線表示輸出電壓（其值為5.7V）。看起來輸出電壓還是比較穩定的，我們將輸出電壓曲線放大一下并測量一下其紋波值，如下圖所示：

紋波峰峰值為2.25mV，還是比較低的（實際的電路很有可能沒這么低，特別是接上開關之類負載之后）

還有一個效率問題，與線性電源不同的是，BUCK變換器的輸入電流與輸出電流是不一樣的，因此，不能簡單地用輸出電壓與輸入電壓的比值來表征，我們只有用最原始的方法了，就是計算輸出功率與輸入功率的比值，如下式：

仿真電路如下圖所示：

續流二極管也是損耗的一種來源，由于續流二極管存在一定的壓降，只要續流二極管中有電流就存在損耗，即P=ID×VD，很明顯，降低二極管損耗的有效辦法是選擇低壓降的二極管，如肖特基二極管，但是低壓降的肖特基二極管漏電流與結電容也大，會產生更大的損耗，因此需要綜合各種因素考慮，我們也可以采用同步整流的方案，即使用MOS管來代替續流二極管，如下圖所示：

同步整流電路方案中，Q1導通時Q2截止，則Q1截止時Q2導通，即可代替肖特基二極管的續流功能。假設原方案中的肖特基二極管壓降為0.4V，流過其中的電流為3A，則損耗的功率為1.2W，如果選擇導通電阻較小的MOS管（如0.01歐姆），則同樣的電流條件下損耗為0.09W，大大提高了電路的效率。

理想的MOS管在工作時（即導通或截止）的壓降及流過其中的電流應如下圖所示：

其中，VDS表示MOS管兩端的壓降，而ID表示流經MOS管的電流，在任意時刻，VDS與ID都會有一個參數為0，因此消耗的功率P=U×I也應當是0，但是實際MOS管的開關與閉合都是需要過渡時間的，真實的開/關狀態如下圖所示：

在陰影區域，電流與電壓都不再為零而引起了開關損耗，它主要與開關的切換頻率有關，頻率越高則單位時間內開關的次數越多，因此相應的開關損耗也越大。

另外，為避免開關電源帶來的EMI問題，應該對開關電源電路的PCB布局布線格外關注，如下圖所示：

在進行PCB布局布線時，應盡量使開關管與相關的續流二極管、儲能電感及輸出電容的電流回路是最小的，LM2596S布局布線實例如下圖所示：