0 引言

混頻器是收發機系統中的關鍵模塊，主要作用是對頻率進行變換[1]。上混頻器用在發射機中，下混頻器用在接收機中。通信領域當前的熱點集中在怎樣實施第五代移動通信（5G），如今各大射頻廠商正在積極研發第五代通信產品，學術界也有大量論文證明了可實現5G通信產品電路，K/Ka波段獲得極大的關注[2]。可用來實現5G通信電路的工藝有CMOS工藝、砷化鎵(GaAs)工藝、氮化鎵(GaN)工藝等。CMOS工藝關注度比較高，價格低廉，可以與數字電路大規模集成，但缺點也明顯：載流子速度比較低，截止頻率低，功率密度小，實現超高頻電路難度比較大，COMS硅基襯底損耗也是個嚴重問題，在實現片上無源器件電感、變壓器、巴倫的品質因數Q也會比較小[2]。可用來實現混頻器電路的結構有很多種，可分為有源與無源混頻器。無源混頻器結構簡單，工作頻帶寬，缺點是損耗比較大，轉換增益為負。有源混頻器有單平衡和雙平衡，單平衡本振隔離要遜色于雙平衡結構[3]。本文采用的主體結構為Gilbert單元,擁有較高的隔離度，更高轉換增益，大多數混頻器采用Gilbert結構[4]。混頻器電路的輸入端口需要差分信號輸入，片上差分信號的產生多選用巴倫結構，在頻率不高時，片上巴倫的面積較大，不利于集成[5]。常用的片上巴倫結構有Marchand balun和環形耦合線結構巴倫，考慮到Marchand balun面積比較大，本文選用環形耦合線結構。設計仿真基于廈門三安0.5 μm的PHEMT工藝，實現了工作在24 GHz頻段的上混頻器。

1 電路設計

1.1 巴倫設計

巴倫是一種把單端信號轉換為差分輸出的電路模塊，可應用于混頻器、功率放大器、低噪聲放大器等電路。單端信號通過巴倫模塊，輸出信號變為一對幅度相等但相位差為180°的差分信號。巴倫可分為有源巴倫與無源巴倫，無源巴倫對輸入信號有一定程度的衰減，帶寬比較寬，適合超寬帶工作，在高頻段可以把面積做得更小易于集成[5]；有源巴倫由晶體管電路構成，設計復雜，帶寬有限。本文同時呈現出兩種巴倫，在中頻IF輸入信號200 MHz采用有源巴倫，在振蕩LO信號24 GHz處采用無源巴倫，射頻RF輸出信號也采用無源巴倫輸出信號。頻率越高，應用無源片上巴倫電路面積越小，頻率越低則面積越大[6]。在面積有限情況下，為了實現全集成24 GHz上混頻電路，本設計在中頻信號輸入端采用有源巴倫電路，面積更小，在振蕩信號輸入與射頻輸出端采用無源巴倫結構。

理想的變壓器巴倫結構如圖1所示。P1端為單端信號輸入，P2與P3端輸出為等幅相差為180°的差分信號。

在文獻[5]中采用耦合線實現圖1所示的巴倫結構，巴倫耦合線的理論分析可參考文獻[7]。本文給出兩種無源片上巴倫的疊層結構，如圖2與圖3所示。圖2由上下兩層金屬耦合線構成，與P1端連接的耦合線在M2層，P2與P3端在M1層，M1與M2的幾何結構為正八邊形，線寬為6 μm，內半徑為75 μm。圖3為同層互繞結構。給出圖2的S參數，幅度差、相位和相差的仿真結果如圖4所示。在中心頻率為24 GHz時P1到P2、P3端口的S參數S(2，1)=-6.228 dB，S(3，1)=-6.228 dB。幅度值不平衡差為0.267 dB。相位差179.877°。由幅度差曲線與相位差曲線，正八邊形巴倫可以適用于較寬的工作頻帶。本文的無源巴倫采用正八邊形巴倫，在相同面積下，正八邊形相對四邊形有更低插入損耗[6]。

在200 MHz的射頻信號輸入端采用有源巴倫實現單端轉差分輸入，同時對輸入信號起到緩沖作用[8]。有源巴倫的結構如圖5所示。M1管偏置在A類，直流通路由R1、M1、R2與M2構成，M2處在M1的源級，有負反饋作用，提高電路的線性度。P1端為信號輸入端，用瞬時電位法分析，當P1信號為正時，M1漏端信號瞬時為負，M1源端信號瞬時為正，則有漏源信號相位差為180°，滿足巴倫所需的相位條件。當滿足P2與P3端后接負載阻抗相同為RL，R1=R2時，忽略體效應與溝道調制效應，可以分析出在M1漏端向負載端看到的交流阻抗為R1//RL，同理在M1源端向負載端看到的阻抗為R2//RL，輸出信號的負載相同則可以滿足幅度相同的條件，P1到P2的電壓增益為：

同理P1到P3的增益大小相同。當gm1比較大時，增益接近于1，對整個電路增益沒有貢獻。

1.2 上混頻器電路設計

混頻器也分為有源混頻器與無源混頻器，常定義為有源混頻器增益大于1，無源小于1。混頻的作用就是進行頻率變換，上變頻用在發射機中，下變頻用在接收機中。混頻器為三端口器件，振蕩信號LO與中頻信號IF進行乘法運算，在射頻端口RF輸出端輸出和頻與差頻信號。混頻器簡單的理解可以是一個開關電路，如圖6所示的開關模型。振蕩信號LO對開關S1起到控制作用，LO的頻率不同，在輸出端得到的波形就會不同。下面論述為理想分析，LO為方波信號LO=S(WLOt)，完全控制信號通路開通和關斷。假設輸入信號RFin=VRFinCOS(WRFint)，當開關S1閉合時射頻信號通過，當S1關斷RFout端沒有信號出現，輸出端呈出續斷的余弦信號。輸出信號表達式為：

其中振蕩信號S(WLOt)的傅里葉級數展開式為：

本文采用吉爾伯特結構的雙平衡混頻器,可參考文獻[9-10]，對比于單混頻器，各個端口間隔離度較好，特別是中頻端口對本振隔離度較高，較好地改善了單混頻器在本振隔離上的不足。圖7是24 GHz上混頻器的原理圖。射頻輸入端采用有源巴倫，振蕩信號輸入與中頻輸出端采用無源巴倫結構。M3～M8構成吉爾伯特單元，M5～M8漏端信號由巴倫耦合輸出給負載。M3與M4偏置在A類，射頻小信號由有源巴倫轉換為差分信號后分別加載在M3、M4的柵極，M3與M4為信號放大級。M5～M8在LO信號的調控下，工作在開關狀態，在M5與M8導通時，M6與M7關斷。反之在M5與M8關斷時，M6與M7導通。M3漏端小信號電流在LO信號一個周期中，半周期中由M5源端流入，另半周期由M6源端流入。同理M4漏端工作狀態與M3相同。本文M5～M8偏置在深AB類，M5的靜態電流為1.2 mA，M3與M4靜態電流為2.4 mA。LO信號為正弦波大信號，LO的差分信號分別加載在M5、M8的柵極與M6、M7的柵極。M5、M8在LO的正半周期飽和導通，M6、M7柵源電壓必定小于開起電壓，處于關斷狀態，反之亦然。在M5～M8處于理想開關狀態下，混頻器電路的電壓轉換增益為：

gm3為M3的跨導，RL為射頻輸出負載。

1.3 混頻器版圖設計

本文的版圖如圖8所示。振蕩信號從圖8上端LOin焊盤輸入，信號通過巴倫差分輸送到M5～M8的柵極調控晶體管的開與關。200 MHz由圖右邊IRin焊盤輸入，射頻信號由圖8下端RFout輸出。

2 仿真結果分析

本文混頻器電路基于廈門三安0.5 μm PHEMT工藝設計，最終的版圖電磁仿真（EM）基于ADS2015平臺的Momentum仿真工具，本文給出的數據為電磁仿真后的數據。上變頻混頻器的轉換增益定義為：ConvGain=RFoutPower（射頻輸出功率dBm）-IFinPower(中頻輸入功率dBm)。圖9給出了轉換增益與中頻輸入功率的關系。圖10給出了振蕩輸入功率（LOinPower）與轉換增益之間的關系。

圖9仿真條件是在振蕩輸入功率LOinPower=0 dBm時的仿真結果，由圖9可看出在中頻輸入功率IFinPower=<-20 dBm時，混頻的轉換增益大約為10 dB，在IFinPower>-20 dBm后，轉換增益開始衰減，約按線性衰減，在IFinPower=-10 dBm時增益為0 dB。圖10仿真條件為IFinPower=-20 dBm時的仿真結果，在振蕩輸入功率LOinPower>=0 dBm時，轉換增益趨于平穩，ConvGain>10 dB。當LOinPower=<0 dBm時，轉換增益開始衰減，約為線性衰減，在LOinPower=-8 dBm時，增益為0。圖11給出了本振LO泄露到RF輸出端口的功率隨中頻輸入功率變化的增益曲線，本文定義為：LO-RF-Isolation=(射頻輸出端口本振功率)RFoutLO-LOinPower。當LOinPower=0 dBm，由圖11可看出當中頻輸入功率IFinPower=<-15 dBm時，隨著中頻輸入功率的增大，振蕩功率泄露到射頻輸出端口RFin的衰減變大，在IFinPower=-22 dBm時，衰減增益大約為-32.5 dBm。圖12給出了當中頻輸入功率IFinPower=-20 dBm時，射頻端口對振蕩端口的隔離度曲線，整體的趨勢是隨振蕩頻率的增大，衰減增益變小，在LOinPower=0 dBm附近有一個相對穩定的衰減，大約衰減-31 dBm。

圖13給出了輸入1 dB壓縮點的曲線圖，本振功率為0 dBm。outPower曲線為射頻輸出端口輸出功率曲線，line線為輔助線。隨著中頻輸入功率的變大，輸出功率也在增大，在中頻輸入功率IFinPower=-20 dBm時,增益壓縮1 dB，此點的輸出大約功率為-11 dBm，最大輸出功率約為-10 dBm。

表1是本文與參考文獻的有關參數對比表。

3 結束語

本文應用廈門三安PHEMT工藝設計實現了一款24 GHz頻段的上變頻混頻器，由版圖仿真結果來看最大轉換增益高達9 dB。射頻輸出口對本振的抑制大于32 dB，有較好的抑制效果。可對國產商用Ka波段混頻器的設計提供一定參考。