引言

隨著數字通信系統的發展，高速數字處理系統對模擬信號和數字信號之間的轉換要求越來越高。目前高性能模數轉換器(ADC)的兩大主要發展方向是高速、中低精度ADC和低速、高精度ADC。前端T&H電路通常是ADC設計的一個關鍵，其動態精度的好壞直接影響著ADC性能的優劣。

1 開環T&H電路

在超高速ADC的設計中，一般多采用全并行Flash結構或者是時間交織結構。

而在時間交織結構中，其前端T&H電路則可以根據設計要求分別采用開環或者閉環結構。閉環結構速度較低，精度較高，而開環結構速度高，但本身精度較低。本設計中采用后者。

T&H電路的失真主要于非線性MOS開關電阻、開關寄生電容和開關電荷注入。MOS開關導通電阻的非線性在跟蹤信號時產生的失真，也限制了電路跟蹤和建立時間。因此，在超高速T&H電路中，輸入采樣開關必須具有較低且近乎恒定的導通電阻。

圖1所示是開環T&H電路的結構，該電路主要包括采樣開關、采樣電容和輸出緩沖器三個部分。為了解決開環電路本身線性度差的問題，本文采用了自舉開關技術和加強型緩沖器技術。自舉采樣開關可提高開關導通電阻的線性度，且差分結構可以降低電荷注入，改善電路性能；而后端的加強型緩沖器技術則提高了帶寬和增益，降低了管子尺寸和功耗，最終達到提高開環T&H電路精度的目的。

2 自舉采樣開關

由于采樣開關在導通時可等效為一個非線性電阻，它會引入噪聲和非線性失真，因此，采樣開關的線性度直接影響著T&H電路的精度?，F在應用中的高線性度開關主要有互補MOS開關和自舉采樣開關。

圖2給出了本文所采用的自舉采樣開關的結構。該電路主要包括時鐘自舉和柵壓自舉NMOS開關兩部分。其中M1～M2和C1～C2組成時鐘自舉電路，M3～M4和CB組成柵壓自舉電路。整個電路由兩相不交疊時鐘控制。

當時鐘CLK為高時，M6～M7導通可將開關MS柵壓拉到地，同時M3～M4眠管導通可對CB進行充電至Vdd；反之，當時鐘CLK為低時，CB放電，M8管導通，輸入信號電壓VIN加到CB下極板上，開關管MS的柵極電壓被提高到(VIN+Vdd)，從而使開關管的柵源電壓恒定為Vdd。

由于傳統的柵壓自舉電路中，電容CB上下極板相連的寄生電容會導致電荷共享，從而使開關的柵源電壓減小。開關的柵源電壓可以表示為：

其中，CP表示與充電電容CB相連的寄生電容的總和。電容C3的加入不僅可以加速M9管迅速導通，而且更重要的是降低了電路的寄生電容，減小了對輸入信號造成的影響，從而提高開關MS的柵源電壓，改善開關的線性度。M1～M4的尺寸可以適當大些，以加快充放電速度，另外，下拉開關M2也可以適當大些，以加速關斷。溝道電荷注入也是影響開關線性度的另一個重要因素，因此，本設計加入了冗余開關管MD，以降低溝道電荷注入，改善開關的性能。

3 緩沖器設計

緩沖器作為T&H電路設計的另一個重要部分，其增益和帶寬都將影響整個ADC的動態性能。在以往的開環結構中，緩沖器的結構主要有源級跟隨器(SF)和單位增益放大器兩種形式。SF的設計結構簡單且功耗較低。理想的SF具有較好的線性度和單位增益放大能力且此性能與偏置電流和晶體管尺寸都不相關。然而，在實際運用中，SF會受到體效應和短溝效應的影響，從而導致信號衰減和增益的下降。為了提高SF的精度，只能通過改變晶體管尺寸和偏置電流，但這又與電路的功耗和速度相矛盾。此外，SF的另一個缺點是增益和線性度對設計參數不敏感，但這同時也是其優點，其對電路失配也不敏感。

相比于SF而言，單位增益放大器本身的增益也并非單位增益，需要通過設計參數調整得到。比較常用的是源級弱化交叉耦合對結構，其設計裕度比普通的差分對結構和SF結構都更大。根據本設計對帶寬的要求，負載電阻不能太大。故為了保證增益，偏置電流和管子尺寸都比較大，影響電路的功耗；同時為了提高偏置電流管的電壓裕度和輸入共模范圍，又要引入大的源級衰減電阻，而此電阻又會引入噪聲跟諧波，影響電路的動態精度。

通過對以上兩種結構的分析比較，結合本設計對速度和功耗的指標要求，本文采用加強型源隨器技術，設計了一種可滿足本設計要求的高增益、高帶寬的緩沖器。

圖3是本設計所采用的緩沖器結構。其中P管源隨器為主管，在此源隨器的基礎上加入的N管用來鉗位P管的源漏電壓，以使得漏源電壓為常數。在深亞微米工藝中，MOS管的最小溝道長度會減小，輸出電阻變小且受短溝效應和背柵效應影響而是非線性，從而導致電路增益降低并引入了失真。N管可使主管的漏源電壓恒定，從而使得短溝效應降低，也降低了P管的漏源電壓，提高了輸出電阻，從而改善了增益和線性度。與傳統的級串型源隨器相比，由于漏端跟柵端電壓幾乎保持相同的電壓相位和幅度，柵漏電容也降低了，故輸入電容不但不會增加，反而降低了。而低的輸入電容又避免了對高頻輸入信號的衰減。

參考零極點分析，在適當的設計參數下，由于左半平面零點的存在，使得增益曲線中有一個上翹的過程，從而展寬了緩沖器帶寬，圖4所示為其緩沖的增益曲線。從圖4中給出的三種結構的增益仿真結果可以看出，在驅動相同的負載情況下，本文的輸出緩沖器結構增益和有效增益帶寬都明顯好于其他兩種結構。

4 仿真結果分析

該電路采用0.18μCMOS工藝模型，輸入信號峰峰值為1.6Vpp，采樣頻率為400 MHz，可在HSPICE仿真條件下進行設計仿真。圖5給出了T&H電路的無雜散動態范圍仿真結果。從圖中可以看出，本T&H電路結構的靜態精度為79 dB，相對于交叉耦合對結構的59 dB靜態精度，有近20 dB的提高。電路的動態精度可以達到58.7 dB，相對提高了16.5 dB?？梢?，本文介紹的T&H電路無論是靜態精度，還是動態精度都優于以往文獻中的結構性能，而且在面積功耗方面也都有所縮小。

5 結束語

本文采用0.18 μm CMOS工藝設計了一種適用于TI-ADC的高速、低功耗開環T&H電路。仿真結果表明：通過采用高線性度自舉開關和高增益高帶寬輸出緩沖器可以顯著改善開環T&H電路的精度。可在400 MHz的采樣頻率，1.6Vpp的輸入信號范圍，799.8047 MHz信號輸入頻率下，最終獲得9.5位的近似精度，同時電路功耗僅10.56mW。由此可見，本開環T&H電路的設計簡單，功耗低，能夠較好滿足較高線性度的應用要求。