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針對容性負載的線性功率放大電路的穩(wěn)定性設(shè)計

電子設(shè)計 ? 2018-08-28 17:30 ? 次閱讀
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摘 要:針對容性負載, 從線性功率放大電路穩(wěn)定性設(shè)計的角度, 以某壓電執(zhí)行器為研究對象, 通過分析相關(guān)的設(shè)計指標, 選擇出適用的功率運算放大器; 運用噪聲增益和反饋零點這兩種相位補法, 提高了電路的穩(wěn)定性, 避免了超調(diào)和振蕩, 通過理論計算、模型仿真、實物檢測相結(jié)合的方式, 逐步地驗證了所做的穩(wěn)定性設(shè)計是有效的、可行的。

0、引 言

線性功率放大電路在壓電材料的驅(qū)動、光電管、光譜儀、微機電、納米工程等方面都有著廣泛的應用空間,由于該類應用通常為高精度場合, 因此, 要求放大電路具有良好的穩(wěn)定性。其中, 壓電執(zhí)行器是利用逆壓電效應, 通過功率放大電路, 以驅(qū)動容性壓電負載, 因此, 在設(shè)計時必須考慮到容性負載的技術(shù)特點和壓電執(zhí)行器的應用要求。

如表1 所示, 某壓電執(zhí)行器要求在 200 V 的直流電源作用下, 在 10 V 的輸入電壓范圍內(nèi), 能夠輸出360 V 的電壓峰峰值, 其工作頻率從直流至10 kHz。

容性壓電負載可以等效為10. 6 nF 的電容, 電路工作環(huán)境為25 °C, 且只采用空氣對流冷卻。

表1放大電路的設(shè)計指標


1、功率放大器的選擇

功率放大器的選擇步驟:

第一步: 利用最高頻率和最大電壓擺幅, 計算大信號響應下的轉(zhuǎn)換速率。為了能夠跟蹤上給定的頻率和輸出振幅下的正弦波, 所需轉(zhuǎn)換速率S. R:


第二步: 在最高頻率下, 容性負載會產(chǎn)生最大電流,可以采用兩種方法得到輸出電流峰值I OP:

方法一:


第三步: 計算最壞情況下的功耗PDOU TMAX :


上式主要顯無功負載, θ> 40°。

第四步: 如表2 所示, 針對放大器的設(shè)計指標, 選擇適用的功率運算放大器。

表2放大器的設(shè)計指標


如圖1 所示, 由PA85 的參數(shù)可知, 當輸出電流為200 mA 時, 在最壞情況下的飽和壓降為10 V 。因此, 可以滿足輸出電流峰值為120 mA 時, 輸出電壓峰值為180 V 的設(shè)計指標。


圖1 PA85 的參數(shù)( 部分)

如圖2 所示, 由PA85 的功率響應可知, 無論補償電容Cc 選擇為圖中任何三種數(shù)值, 在10 kHz 的頻率以下, 輸出電壓都處在360 V 的峰峰值范圍內(nèi), 因此, 滿足設(shè)計指標。


圖2 PA85 的功率響應。

如圖3 所示, 由PA85 的外部連接和相位補償可知, 當選擇補償電容Cc 為10 pF、補償電阻Rc 為330時, 增益則為20, 可以滿足輸入電壓峰值為10 V, 輸出電壓峰值為180 V, 增益為18 的設(shè)計指標。


圖3 PA85 的外部連接和相位補償。

如圖4 所示, 由PA85 的轉(zhuǎn)換速率可知, 當選擇Cc為10 pF 時, 轉(zhuǎn)換速率S. R 最大值為400 V/ s, 因此,可以滿足轉(zhuǎn)換速率為11. 3 V/ s 的設(shè)計指標。


圖4 PA85 的轉(zhuǎn)換速率。

如圖5 所示, 由PA85 的小信號響應可知, 當閉環(huán)增益為18, 相當于25. 1 dB 時, 選擇Cc 為10 pF, 該電路的閉環(huán)帶寬f cl 大約為2 MHz。首次檢驗表明: PA85不僅能夠在大信號域內(nèi), 跟蹤上10 kHz 的正弦波信號, 而且也有足夠大的帶寬, 以滿足在小信號域內(nèi),10 kHz下的平坦響應。


圖5 PA85 的小信號響應

圖5 PA85 的小信號響應如圖6 所示, 根據(jù)功率去額的通常經(jīng)驗: 當環(huán)境溫度為25 °C 時, 可以通過散熱器利用空氣對流冷卻, 以保持放大器的管殼溫度在85 °C 。因此, 由PA85 的功率降額可知, 由于最大輸出功耗P DOU TMAX為17 W, 幾乎與T c 為85 °C 的垂線相交, 這就意味著初步滿足該電路針對散熱方式的設(shè)計指標。


圖6 PA85 的功率去額。

2、電路的穩(wěn)定性設(shè)計

2. 1容性負載的開環(huán)增益

如圖7 所示, 開環(huán)增益Aol 和小信號交流增益1/ β的交匯點為閉合頻率f cl , 此處的環(huán)路增益A ol β為0 dB。當線性功率放大電路驅(qū)動容性壓電負載時, 放大器的輸出阻抗Ro 和容性負載CL 會在開環(huán)增益Aol 的高頻部分增加一個極點, 使其改變?yōu)楹腥菪詨弘娯撦dCL 的開環(huán)增益A ol w/ CL。通過閉合率穩(wěn)定性檢查發(fā)現(xiàn): 在f cl處的閉合率為40 dB/ dec, 大于20 dB/ dec, 這意味著在f cl 以前存在著兩個極點, 相當于180#的相位移, 這就有可能產(chǎn)生破壞性振蕩。


圖7 PA85 的小信號響應曲線。

2. 2一階穩(wěn)定性分析

2. 2. 1幅頻曲線的穩(wěn)定性分析

第一步: 如圖8 所示, 由于50 的輸出阻抗R o ,4. 64 的電流限制電阻 RCL和容性負載CL 的共同作用下, 在開環(huán)增益A ol w/ CL增加的極點頻率f p2 :


第二步: 如圖8 所示, 在低頻部分, 由于阻性反饋Rf和Ri 決定的小信號交流增益1/ βlow 是一個25. 1 dB 的水平線, 其與含有容性壓電負載的開環(huán)增益Aol w/ CL曲線的閉合率為40 dB/ dec, 因此, 必須提高電路的穩(wěn)定性。


圖8 幅頻曲線的一階穩(wěn)定性分析。

第三步: 如圖9 所示, 噪聲增益相位補償法是以維持閉環(huán)增益不變的基礎(chǔ)上, 在高頻部分增加了放大電路的整體噪聲增益, 其缺點是減小了閉環(huán)帶寬; 反饋零點相位補償法是以單位增益穩(wěn)定性為代價, 其優(yōu)點是提高了閉環(huán)帶寬。因此, 可以根據(jù)性能折中的原則, 將上述兩種相位補償法相融合。


圖9 噪聲增益相位補償法與反饋零點相位補償法。

由Rn 和Cn 組成的噪聲增益相位補償網(wǎng)絡(luò), 提高了在高頻部分的小信號交流增益1/ βni :


高頻噪聲增益的極點頻率f p5為:


如圖8 所示, 噪聲增益的零點頻率f z1 可以按照20 dB/ dec的閉合率, 由噪聲增益的極點頻率f p5 , 向小信號交流增益1/ βlow 變化。然而, 僅靠噪聲增益相位補償法, 閉合率仍舊為40 dB/ dec。

第四步: 如圖8 所示, 反饋零點相位補償法是在小信號交流增益1/ βhi 上增加一個極點, 極點頻率設(shè)置在閉合頻率f cl 十分頻處, 目的是防止A ol 曲線隨時間和溫度發(fā)生向左漂移, 這就可能會導致出現(xiàn)40 dB/ dec的閉合率。Cf 和Rf 的極點頻率f p6為:


如圖8 所示, 由于小信號增益不能小于0 dB, 因此, 1/ β曲線與0 dB 相交形成了零點頻率f z2。

第五步: 由于在閉合頻率f cl 處的閉合率為20 dB/ dec, 因此, 初步完成了該電路的穩(wěn)定性設(shè)計。

2. 2. 2相頻曲線的穩(wěn)定性分析

如圖10 所示, 從直流到f cl 處, 相位裕度Φ≥45°, 因此該電路應具有較好的穩(wěn)定性。


圖10 相頻曲線的一階穩(wěn)定性分析。

2. 3功率設(shè)計軟件的穩(wěn)定性分析

采用A PEX 公司的功率設(shè)計軟件可以在一階穩(wěn)定性分析基礎(chǔ)之上進一步提高分析精度。功率設(shè)計軟件分析的性能指標( 部分) 如下:估計的閉合頻率為1 333. 521 kHz; 建議的最大帶寬為42. 169 65 kHz;的閉合率為20 dB/ dec;估計的相位裕度為54.144 3°;總的輸出電阻Zout 為54. 64Ω ; Zout / Cload的極點頻率f p2為274. 789 085 4 kHz; 直流的小信號交流增益1/ β為25. 6 dB; 噪聲增益為15 .9 dB; Noise Gain 的極點頻率f p5 為9 .824 379 039 kHz; 噪聲增益的零點頻率f z1 為1. 568 598 037 kHz; Cf / Rf 的極點頻率f p6 為98. 243 786 57 kHz; Rf / Cf 的零點頻率f z2 為11 691. 010 6 kHz。建議的最大帶寬指的是環(huán)路增益Aol β減小到20 dB 處的頻率, 相當于A ol 與1/ β的差值為20 dB。如圖11, 圖12 所示, 在1. 5 kHz 處的相位裕度為54. 1°。


圖11功率設(shè)計軟件分析的幅頻曲線。


圖12功率設(shè)計軟件分析的相頻曲線。

2. 4Spice 仿真的穩(wěn)定性分析

如圖13 所示, 利用APEX 提供的PA85 的宏模型,在NI 公司的Mult isim 10 仿真器下, 構(gòu)建線性功率放大電路的Spice 模型。

如圖14 所示, 根據(jù)Spice 環(huán)路增益測試法, 將原有的輸入信號端置零, 在反饋接入點串聯(lián)上1 GH 的電感L 、并聯(lián)上1 GF 的電容C, 加入測試信號源Vin , 其中環(huán)路增益A olβ為Bo de_OUT 與Bode_IN 之比 , 采樣點設(shè)置為Mult isimTM 允許的最大值1 000。


圖13線性功率放大電路的Spice 模型。


圖14 Spice 環(huán)路增益測試法。

如圖15 所示, 考慮到放大器開環(huán)增益普遍具有的離散性, 該誤差是可以接受的, 但是相位裕度通常必須大于45°。


圖15 Spice 環(huán)路增益波特圖。

2. 5實際電路的穩(wěn)定性分析

如圖16 所示, 由于實際電路很難將反饋網(wǎng)絡(luò)斷開,因此可以采用“方波測試法”檢測相位裕度。該方法是在1 kH z 的頻率下, 調(diào)節(jié)輸入的幅度, 使其輸出方波達到2V pp , 并在不同的輸出直流偏置下, 檢測輸出方波頂部的超調(diào)和振蕩, 并對照開環(huán)相位裕度與阻尼系數(shù)的關(guān)系曲線, 從而得到較完整的相位裕度, 以確保在不同應用下無異常。最壞情況是當輸出直流偏置為零時,導致Ro 為最大值, 此時, 阻尼系數(shù)大約為0. 7, 相位裕度大約為50°。


圖16 方波測試法( 直流偏置為零的情況)。

3、結(jié) 語

線性功率放大電路的設(shè)計是一個復雜的工作, 尤其是在針對容性負載時, 極點和零點的設(shè)置變得更加復雜, 這些都可以借助功率設(shè)計軟件、模型仿真和實物檢測的方法來解決這些問題。本次穩(wěn)定性設(shè)計是在提高帶寬的同時, 處理好了極點和零點的問題, 從而避免了超調(diào)和振蕩, 實驗結(jié)果表明所做的穩(wěn)定性設(shè)計是有效的、可行的。



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