1、引言

開關(guān)電源以體積小，重量輕，功耗低，效率高，紋波小，噪聲低，智能化程度高，易擴(kuò)容等，逐漸替代工頻電源，廣泛應(yīng)用于各種電子設(shè)備。高可靠性、智能化及數(shù)字化是開關(guān)電源的發(fā)展方向。音響功放要求電源隨著負(fù)載變化自動(dòng)調(diào)整輸出電壓，進(jìn)而調(diào)節(jié)功率，以提高電源動(dòng)態(tài)性能，降低音響功放內(nèi)部損耗，但目前的開關(guān)電源無法實(shí)現(xiàn)。選用TMS320F2812型DSP作為功放開關(guān)電源的主控制器，設(shè)計(jì)一種低功耗。適用于大型功放系統(tǒng)的新型的智能功放開關(guān)電源。

2、智能功放開關(guān)電源設(shè)計(jì)

圖1為智能音響功放開關(guān)電源的總體原理框圖，主電路采用交一直一交一直的結(jié)構(gòu)。輸入工頻220 V交流電路經(jīng)濾波電路后，再經(jīng)單相橋式整流電路輸出直流電壓；變換電路采用全橋移相逆變電路將前端直流電變換為高頻的交流電．然后經(jīng)二次整流濾波輸出穩(wěn)定的直流電壓；檢測電路對輸出電壓信號采樣后，送入控制電路，通過改變控制電路輸出脈寬占空比來調(diào)節(jié)輸出電壓；保護(hù)電路實(shí)現(xiàn)過壓和過流保護(hù)；功率檢測電路對變換電路電流采樣，當(dāng)輸出功率超過500 W時(shí)，產(chǎn)生過功率檢測信號，驅(qū)動(dòng)控制電路，降低輸出電壓：輔助電源電路為控制電路和各種運(yùn)放供電。

2．1 功放開關(guān)電源模塊

圖2是功放開關(guān)電源的主電路，其中Vin是220 V交流輸入經(jīng)前端濾波和全波整流得到，電壓為300 V。為全橋逆變電路的輸入電壓。VQ1、VQ2、VQ3、VQ4為IRFP460型大功率MOSFET，用作變換器開關(guān)管。由于IRFP460型MOSFET是多數(shù)載流子器件，開關(guān)速度極快，開通和關(guān)斷時(shí)間的典型值一般20 ns，具有較高的擊穿電壓和較大的工作電流。此外，MOSFET的輸入阻抗高，驅(qū)動(dòng)電路較簡單，只要在柵源之間加10 V左右的電壓，就可使其飽和導(dǎo)通。L4、C5、C6構(gòu)成輔助諧振網(wǎng)絡(luò)，考慮到變壓器原邊漏感，諧振電感LT的取值一般比實(shí)際值小，這里選用電感值為34 μH的非線性飽和電感1μF的，考慮到高頻脈沖變壓器T1磁飽和問題，原邊繞組串接防偏磁電容，VD15和VD16，VD17和VD18分別為全波整流二極管，L1、C13、EC1、EC2和L2、C14、EC3、EC4分別為+35 V和-35 V輸出回路的濾波電路。

2．2 功放開關(guān)電源模塊控制電路

該控制電路以DSPTFMS320F2812為核心，主要包括產(chǎn)生移相脈沖波形、實(shí)時(shí)采樣、功率調(diào)節(jié)、過壓保護(hù)、過流保護(hù)、過功率保護(hù)、濾波算法和全橋移相算法等功能。采用TMS320F2812內(nèi)置的16路12位高分辨率A／D轉(zhuǎn)換電路實(shí)現(xiàn)電壓、電流實(shí)時(shí)采樣．每通道的最小轉(zhuǎn)換時(shí)間為80 ns，A／D轉(zhuǎn)換電路的輸入信號電平范圍為0～3 V。采樣后，通過軟件編程調(diào)整驅(qū)動(dòng)全橋逆變器開關(guān)管的PWM波形移相角，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓，同時(shí)當(dāng)輸出電壓、電流過高或欠壓時(shí)，DSP調(diào)用相應(yīng)的子程序處理突發(fā)異常事件，起到保護(hù)作用。同時(shí)通過A／D采樣輸出電壓電流信號進(jìn)行運(yùn)算，可精確測量輸出功率，并調(diào)整事件管理器相關(guān)寄存器的值來調(diào)節(jié)輸出電壓。

控制器的動(dòng)態(tài)特性和穩(wěn)壓精度等性能與調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)密切相關(guān)。在功放開關(guān)電源的設(shè)計(jì)中，采用增量式PID控制算法。

電源設(shè)計(jì)中的數(shù)字控制均采用數(shù)字采樣控制，即根據(jù)采樣時(shí)刻的偏差值計(jì)算控制量。PID控制的離散形式為：

式中，Ts為采樣周期。

式（1）為是位置式PID控制算式。為增加控制系統(tǒng)的可靠性，采用增量式PID控制算式，即DSP只輸出控制量u（k）的增量，式（1）是第K次PID控制器的輸出量，那么（K-1）次PID控制器的輸出量為：

因此，增量式PID控制算法為：

式（3）和式（4）就是該控制程序的增量式PID控制算式。增量式PID控制與位置式PID控制相比僅算法不同，但它只輸出增量，減少了DSP誤操作時(shí)對控制系統(tǒng)的影響，而且不會(huì)產(chǎn)生積分失控。圖3為基于TMS320F2812的PID控制器的實(shí)現(xiàn)框圖。

2．3 功放開關(guān)電源的軟件設(shè)計(jì)

基于DSP的功放開關(guān)電源的軟件設(shè)計(jì)主要實(shí)現(xiàn)以下功能：

（1）全橋移相脈沖的產(chǎn)生 利用TMS320F2812事件管理器中兩個(gè)比較單元直接輸出電路脈沖。從移相基本原理來看，滯后橋臂相對于超前臂之間的驅(qū)動(dòng)有一個(gè)周期性延時(shí)，其延時(shí)角即為移相角。設(shè)定由比較單元1輸出的PWM1／PWM2分別驅(qū)動(dòng)超前臂開關(guān)管VQ1、VQ3，由比較單元2輸出的PWM3／PWM4驅(qū)動(dòng)滯后臂開關(guān)管VQ4、VQ2。每個(gè)橋臂上下兩管之間的驅(qū)動(dòng)脈沖互補(bǔ)且?guī)绤^(qū)，固定超前橋臂的驅(qū)動(dòng)在每周期的0時(shí)刻發(fā)出，則只要延遲移相角φ對應(yīng)的時(shí)間，再發(fā)生比較事件則可得到滯后橋臂的驅(qū)動(dòng)脈沖，從而實(shí)現(xiàn)0°～180°范圍內(nèi)的自由移相。

（2）過壓、過流、過功率的檢測和保護(hù) 基于DSP的功放開關(guān)電源具有過壓、過流、過功率、過熱等保護(hù)功能。發(fā)生異常時(shí)．系統(tǒng)進(jìn)入異常中斷服務(wù)子程序進(jìn)行處理，并及時(shí)閉鎖PWM輸出。為防止誤動(dòng)作，設(shè)定連續(xù)讀取20個(gè)異常信號才認(rèn)定為電路異常，否則不處理。各模塊程序流程如圖4～圖6所示。

3、實(shí)驗(yàn)結(jié)果

依據(jù)前面的分析設(shè)計(jì)一臺(tái)樣機(jī)，開關(guān)頻率為100 kHz，輸出電壓為±35 V和±42 V。對基于DSP控制音響功放開關(guān)電源進(jìn)行帶載實(shí)驗(yàn)，在輕載和重載條件下，輸出電壓紋波系數(shù)小于0．5％，輸出電壓精度小于O．5％。

圖7為DSP的移相波形。其中，通道1為比較單元1的PWM1輸出，為超前橋臂；通道2為比較單元2的PWM3輸出。從圖7可清楚看到通道2滯后通道1約135°。圖8為滯后橋臂零電壓開通臨界波形，輸入電壓約為175 V，輸出功率為100W。圖8中通道1為功率MOS管柵源電壓Vcs波形，通道2為功率MOS管漏源電壓VDS波形。關(guān)斷VDS時(shí)為175 V，由圖8可看到VDS先降到0，然后Vcs上升。此時(shí)開通開關(guān)管為零電壓開通。負(fù)載越重，零電壓開通現(xiàn)象越明顯。在輸出功率400 W時(shí)，輸入功率為440 W，全橋移相變換器的轉(zhuǎn)換效率為90．9％。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：基于DSPTMS320F2812的功放開關(guān)電源輸出波形良好，諧波含量少，可調(diào)節(jié)性優(yōu)良，負(fù)載在全范圍變化時(shí)，開關(guān)電源能夠保持良好的輸出性能，而且由于采用全橋移相軟開關(guān)變換器，開關(guān)管工作在零電壓開關(guān)狀態(tài)，因此整個(gè)電源系統(tǒng)的功耗小，在高端大功率功放音響中具有較好的應(yīng)用前景。

4、結(jié)論

將DSP作為音響功放開關(guān)電源的控制核心，實(shí)現(xiàn)了開關(guān)電源的數(shù)字控制，克服模擬控制系統(tǒng)中元件老化、熱漂移等問題，并解決單片機(jī)控制電路負(fù)載、運(yùn)算精度不高的問題。把全橋移相電路運(yùn)用在音響功放開關(guān)電源中，有效地降低功放開關(guān)電源的內(nèi)部損耗，使其應(yīng)用于大功率音響功放系統(tǒng)。

利用TMS320F2812的軟件硬件資源，實(shí)現(xiàn)PWM控制、濾波、采樣及各種系統(tǒng)保護(hù)功能，簡化控制電路，提高電源設(shè)計(jì)和制造的靈活性；另外該控制器可控性好，易擴(kuò)展，容易升級維護(hù)。

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