1.引言

開關電源是利用現代電力電子技術，控制開關晶體管開通和關斷的時間比率，維持穩定 輸出電壓的一種電源。從上世紀90年代以來開關電源相繼進入各種電子、電器設備領域，計 算機、程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關電源。 隨著電源技術的發展，低電壓，大電流的開關電源因其技術含量高，應用廣，越來越受到人 們重視。在開關電源中，正激式和反激式有電路拓撲結構簡單，輸入輸出電氣隔離等優點， 廣泛應用于中小功率電源變換場合。與正、反激式相比，推挽式變換器變壓器利用率高，輸 出功率較大，而且由于使用MOS管,基本不存在勵磁不平衡的現象。因此，一般認為推挽式變 換器適用于低壓，大電流，功率較大的場合。

2.基本推挽變換技術

推挽式直直變換器的電路結構如圖1（a）所示,波形如圖1(b）所示。推挽式逆變器將直 流電壓變換為交流方波加在高頻變壓器的原邊，在隔離變壓器的副邊只有一個二極管壓降。 當開關管 S1 導通時，二極管 D1 承受正壓而導通，而 D2 由于反向偏置而截止；因此，

3 電路的設計

3.1 主電路的設計

開關電源的主電路拓撲結構如圖2所示，詳細參數如下：輸入電壓為12(1±10％)V，輸 出電壓為24V，輸出電流為12A，工作頻率為33kHz。主電路采用的是推挽型電路，主開關管 用的是IRFP064N,在主電路上輸入端有兩個1000uF／50V并聯的輸入濾波電容,在輸入的電路 的正級接有一個2.2uH的輸入濾波電感（電感取值與輸出濾波電感一樣）。電路中變壓器的 設計跟一般變換器所用變壓器設計類似，只需注意繞線方式和銅線選擇，由于本變換器的電 流過大，故采用多股細線并繞的方式。

在輸出端用的是同步整流技術，在低電壓大電流功率變換器中，若采用傳統的普通二 極管或肖特基二極管整流由于其正向導通壓降大(低壓硅二極管正向壓降約0.7V，肖特基二 極管正向壓降約0.45V，新型低電壓肖特基二極管可達0.32V)，整流損耗成為變換器的主要 損耗，無法滿足低電壓大電流開關電源高效率，小體積的需要。MOSFET導通時的伏安特性為 一線性電阻，稱為通態電阻DS R ，低壓MOSFET新器件的通態電阻很小，如：

IRF2807(75V,82A)、IRL2910(100V,55A)通態電阻分別為0.013Ω、0.O26Ω，它們在通過20A 電流時，通態壓降不到0.2V。另外，功率MOSFET開關時間短，輸入阻抗高，這些特點使得MOSFET 成為低電壓大電流功率變換器首選整流器件。MOSFET的柵-源問的硅氧化層耐壓有限，一旦 被擊穿則永久損壞，所以實際上柵-源電壓最大值在50-75V之間，如電壓超過75V，應該在柵 極上接穩壓管.并從成本綜合考慮，選用IRF2807。需要特別指出的是圖中MOS管做為整流 管的接法,有，有些讀者可能會認為接法有誤，這是由于普通的參考用書沒有描述電力MOSFET的正柵壓反向輸出特性。實際上，電力MOSFET除需要介紹非飽和區、飽和區和截 止區外，還應考慮反向電阻區，反向電阻區與正向電阻區有相類似的溝道特性。這是由于變 壓器二次側電壓為交變方波，整流管要承受反壓但電力MOSFET是逆導器件，若工作在正向 電阻區將無法整流。

在電壓輸出部分，使用了LC濾波電路，電感電容參數是根據LC濾波中K式濾波器濾波 特性曲線及計算公式計算出來的,并在實驗后做了調整。（K式濾波是指串臂阻抗和并臂阻抗 的乘積是一個不隨頻率變化的常數，量綱為電阻）

3.2 控制電路的設計

控制電路選用SG3525芯片，它是美國硅通用半導體公司（Silicon General）推出的用 于驅動N溝道功率MOSFET的電流控制型PWM控制器，它具有很高的溫度穩定性和較低的噪聲等 級，具有欠壓保護和外部封鎖功能，能方便地實現過壓過流保護，能輸出兩路波形一致、相 位差為180°的PWM信號，有效地減少輸出電流的紋波，適合于推挽拓撲電路。從控制芯片 SG3525出來的兩路控制信號分別用來控制一個IRFP064N,達到了驅動兩個開關管的目的,且 二者電流方向相反。

控制電路使用了閉環控制方式令輸出電壓保持恒定，由檢測到的電壓經過光耦隔離后傳 到SG3525與一個標準值進行比較，以此來調整占空比并相應調整輸出電壓,如圖3反饋電壓的 檢測,光耦選用7840不但起到了隔離作用使輸出電壓與輸入成比例變化。由于芯片所需電源 不能由輸入電源直接提供，所以特用了兩個直流穩壓小芯片來提供電源，基準源要求穩定的 電壓，在SG3525本身所提供的穩壓輸出的基礎上再通過一個TL431的穩壓，經過測量完全達 到要求。

在輸出整流電路中，當整流管Q3的受正向電壓導通時，應及時驅動Q3導通，以減小壓降 和損耗。

4 實驗結果和波形分析

圖5是推挽電路兩路門極脈沖波形（示波器幅值*10），兩個脈沖基本是相互對稱的，方 向相反則勵磁方向相反可以避免勵磁不平衡，電路此時工作在Vi =11V左右。圖5為變壓器輸 出電壓，也就是同步整流管Q3和Q4的驅動信號，由圖可以看出上下兩個波形是對稱的,說明 他們是分別只有為正的時刻才導通。在實驗室里用示波器測出了輸出電壓的波形,紋波并不 大,完全能達到電器類電源的要求。

實驗所得波形和分析的波形基本吻合，只是在開關轉換 瞬間， 電壓有小尖峰，這是由電路的雜散參數引起的。該電路的工作效率經過測量大約在 90％左右，基本達到設計的要求。

5 結語

仿真分析和實驗結果驗證了理論分析和公式推導的正確性，表明推挽正激電路應用于該 變換器中具有以下優點：

1）抑制了開關管漏源極電壓尖峰，降低了開關管的電壓應力和功率損耗，整機效率高。

2）變壓器雙向磁化，磁芯利用率高。

3）輸入電流紋波安秒積分較其它拓撲小，減小了輸入濾波器體積。

4）輸出在經過LC 濾波后，輸出的波形振幅很小。

本文作者創新點為:利用推挽技術使變換器變壓器利用率高，輸出功率較大，而且由于使 用MOS管,基本不存在勵磁不平衡的現象，在輸出部分使用了同步整流技術，減少了電壓在整 流管上的損耗，提前了整個變換器的效率，使用了LC濾波，基本消除了高次波的污染。