今天，包括離線電源真實(shí)輸入功率和輸入RMS電流測(cè)量在內(nèi)的能耗實(shí)時(shí)測(cè)量，正變得愈加重要。這些測(cè)量可用于調(diào)節(jié)供電和優(yōu)化能源利用。例如，安裝有許多服務(wù)器的一些數(shù)據(jù)中心對(duì)服務(wù)器層輔助功耗測(cè)量就很感興趣，因?yàn)檫@樣可以實(shí)現(xiàn)低成本數(shù)據(jù)服務(wù)，并對(duì)低功耗工作期間的處理能力進(jìn)行智能的管理。輸入功率和電流的一般測(cè)量方法是使用一個(gè)專用功率計(jì)芯片和附加檢測(cè)電路。盡管功率計(jì)芯片能夠提供可接受的測(cè)量結(jié)果，但它大大增加了成本和設(shè)計(jì)工作量。

測(cè)量裝置

圖1顯示了由一個(gè)數(shù)字控制器進(jìn)行電源隔離控制的傳統(tǒng)PFC裝置。輸入線路和中性點(diǎn)電壓通過(guò)一個(gè)衰減網(wǎng)絡(luò)檢測(cè)，之后由兩個(gè)單獨(dú)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器 （ADC） 輸入采樣。電流信號(hào)經(jīng)由一個(gè)分流器檢測(cè)，然后被信號(hào)調(diào)節(jié)電路放大和濾波。之后，連接至一個(gè)ADC進(jìn)行電流環(huán)路控制。由于輸入電壓和電流測(cè)量已經(jīng)具備，因此可用它們來(lái)測(cè)量輸入功率和RMS電流。一樣的傳統(tǒng)PFC裝置用于這些測(cè)量，無(wú)需傳統(tǒng)專用功率計(jì)芯片和附加檢測(cè)電路。

圖1 輸入功率和電流測(cè)量PFC裝置

電流測(cè)量與校準(zhǔn)

電流檢測(cè)信號(hào)調(diào)節(jié)電路（圖1）一般由一個(gè)運(yùn)算放大器和一個(gè)低通濾波器組成，目的是放大小檢測(cè)信號(hào)和去除高頻噪聲。之后，通過(guò)一個(gè)ADC測(cè)量該信號(hào)，并以ADC計(jì)數(shù)報(bào)告。為了獲得真實(shí)的電流值，需把ADC計(jì)數(shù)轉(zhuǎn)換為以安培為單位的電流。ADC計(jì)數(shù)與安培的關(guān)系可由原理圖推導(dǎo)得出；但是，組件容差可能會(huì)使測(cè)量精確度變得不可接受。因此，需要進(jìn)行一次校準(zhǔn)。

電路如圖1所示，在任何時(shí)候，分流器的輸入電流（單位毫安培）均為：

計(jì)算得到的ki和mi為小數(shù)，小于1,而PFC應(yīng)用的大多數(shù)數(shù)字控制器均使用定點(diǎn)數(shù)學(xué)計(jì)算。為了降低計(jì)算的化整誤差和保持足夠高的精確度，把這些小數(shù)值乘以2N,然后四舍五入為最為接近的整數(shù)。例如，如果PFC電路的電流檢測(cè)增益和偏移量計(jì)算得到為ki= 1.59和mi= 229.04,則ki乘以28,然后四舍五入為407;mi乘以20.電流斜率和偏移量分別為：

其中，iin_slope = 407,iin_slope_shift = 8,iin_offset = 229,而iin_offset_shift = 0.

計(jì)算得到輸入功率和RMS電流以后，如果ki和mi為倍數(shù)，則不要直接使用它們，你可以先使用iin_slope和iin_offset來(lái)做乘法運(yùn)算。然后，使用iin_slope_shift和iin_offset_shift來(lái)轉(zhuǎn)換結(jié)果。例如，不要使用y = ki× x + mi× z進(jìn)行計(jì)算，而要使用下面的計(jì)算方法：

電壓檢測(cè)電路十分簡(jiǎn)單，它可以只是一個(gè)分壓器，如圖2所示。一般，會(huì)有一些箝制二極管來(lái)保護(hù)ADC引腳。由于二極管的反向漏電流影響ADC的測(cè)量精確度，因此應(yīng)選擇使用低反向漏電流的二極管。

圖2 AC輸入電壓檢測(cè)電路

任何時(shí)候，輸入電壓均為：

其中，kv為電壓檢測(cè)增益，Cv為ADC轉(zhuǎn)換輸出（計(jì)數(shù)），而mv則為電壓檢測(cè)偏移量。Kv和mv的校準(zhǔn)方法類似，都是對(duì)電流檢測(cè)增益和偏移量進(jìn)行校準(zhǔn)。但是，一種更加簡(jiǎn)單的方法是只需根據(jù)原理圖進(jìn)行計(jì)算。由于沒有了校準(zhǔn)，因此分壓器使用的電阻會(huì)影響測(cè)量精確度。我們推薦把低容差電阻器用作分壓器，例如：0.1%容差。

一個(gè)12位ADC和2.5V基準(zhǔn)電壓的數(shù)字控制器，輸入電壓被分壓器衰減至2.5V以下。這樣，經(jīng)過(guò)衰減的信號(hào)被ADC轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)。因此：

與輸入電流測(cè)量類似，需要對(duì)電壓檢測(cè)增益和偏移量進(jìn)行一些操作，以使其適應(yīng)定點(diǎn)微處理器，并降低計(jì)算誤差。

VIN和IIN相互關(guān)系

真實(shí)輸入功率定義為：

其中，N為總采樣數(shù)。方程式13表明，需同時(shí)對(duì)VIN和IIN采樣。但是，VIN和IIN卻是由兩個(gè)不同的ADC通道在不同時(shí)間采樣。即使是很小的時(shí)間差，也會(huì)引起測(cè)量誤差。在一些數(shù)字控制器中，例如：TI UCD3138等，具有一種被稱作“雙采樣保持”的機(jī)制，其允許兩種通道同時(shí)采樣，從而消除了這種誤差。

由于電流檢測(cè)電路中使用了低通濾波器，受測(cè)電流信號(hào)出現(xiàn)延遲，并且實(shí)際電流存在相移。圖3顯示了這種情況，圖中，通道2為實(shí)際電流信號(hào)，通道1為經(jīng)過(guò)放大的相同信號(hào)，其隨后經(jīng)低通濾波器輸出。該放大信號(hào)有約220 μs的相位延遲。需要對(duì)這種延遲進(jìn)行補(bǔ)償，否則它會(huì)影響輸入功率測(cè)量的精確度。一種簡(jiǎn)單的補(bǔ)償方法是，讓VIN-sense信號(hào)延遲約220μs,然后使用該經(jīng)過(guò)延遲的VIN信號(hào)來(lái)進(jìn)行輸入功率計(jì)算。所以，如果每隔20μs測(cè)量一次VIN,則需要對(duì)其延遲220/20 =11次。

圖3 電流檢測(cè)相移

真實(shí)輸入功率計(jì)算

組合方程式1、7和13,得到：

輸入RMS電流計(jì)算

圖1所示數(shù)字控制器所進(jìn)行的電流測(cè)量并不代表總輸入電流，因?yàn)殡姶鸥蓴_（EMI）濾波器中電容的作用未包括在內(nèi)。在高線壓和輕負(fù)載條件下，這種濾波器電流不再可以忽略不計(jì)，必須將其包括進(jìn)來(lái)，以實(shí)現(xiàn)精確的輸入電流報(bào)告。

圖4顯示了一種簡(jiǎn)化版的EMI濾波器，我們?nèi)コ?a target="_blank">電感器，并使用一個(gè)單電容器（C）來(lái)代替總電容。圖中，IEMI為EMI電容器的RMS電抗性電流，IMeasure為數(shù)字控制器測(cè)量的輸入RMS電流，而IIN則為總輸入RMS電流。

圖4 簡(jiǎn)化版EMI濾波器的電流

EMI濾波器產(chǎn)生的電抗性電流為：

使用離散格式，它可以寫為：

測(cè)試結(jié)果

這種輸入功率和RMS電流測(cè)量方法在一個(gè)360W的PFC評(píng)估模塊上進(jìn)行了測(cè)試。結(jié)果（表1）表明，這種方法擁有優(yōu)異的測(cè)量精確度。

表1 輸入功率和RMS電流測(cè)量的測(cè)試結(jié)果

結(jié)論

特點(diǎn)：

極低的成本

簡(jiǎn)單的兩點(diǎn)校準(zhǔn)

使用雙采樣保持，VIN和IIN同時(shí)采樣

固件EMI電流補(bǔ)償

固件電流檢測(cè)，相移補(bǔ)償

優(yōu)化的數(shù)學(xué)計(jì)算，CPU使用開銷較少

本文介紹的這種新穎、低成本且精確的輸入功率和RMS電流測(cè)量解決方案，使用現(xiàn)有的數(shù)字功率因數(shù)校正（PFC）控制芯片和硬件，以及簡(jiǎn)單的兩點(diǎn)校準(zhǔn)和優(yōu)化數(shù)學(xué)計(jì)算。這樣便可提供優(yōu)異的測(cè)量精確度，并極大降低成本和減少工作量，同時(shí)不影響正常的PFC控制。