1 概述

目前，光柵的電子細分技術是提高光柵位移傳感器分辨率的主要途徑，可分為軟件細分法和硬件細分法。軟件細分法雖然可以達到較高的細分數，但由于受到A／D器件轉換精度和轉換時間的限制，一定程度上影響了測量的實時性。硬件細分法一般用在細分數不太高的場合，而且隨著細分數的提高，電路會變得更加復雜。本文使用專用插值芯片（IC-NV）對前端輸出的正交信號進行插值細分，利用FPGA對插值細分后的信號進行二次細分；同時利用QuartusII中的Component Editor工具設計了二次細分辨向組件、測速組件及LCD控制組件，并通過Avalon總線與NiosII軟核處理器進行連接，實現了系統的集成和模塊化。

2 莫爾條紋及四倍頻直接細分的原理

莫爾條紋的電子細分是提高光柵位移傳感器分辨率的主要途徑之一。莫爾條紋是光柵位移傳感器工作的基礎。莫爾條紋間距近似為光柵柵距的1／θ倍（θ為主副光柵之間的夾角），并且方向近似與柵線方向垂直。當其中任一光柵沿垂直于刻線方向移動一個柵距時，莫爾條紋就在柵線方向上移動條紋間距，因此可以通過檢測莫爾條紋的移動來計算指示光柵移動的距離。

對于橫向莫爾條紋，為了判定指示光柵的位移方向進行可逆計數以及削弱直流電平漂移對測量精度的影響，可在一個莫爾條紋內等距放置4個光電收發元件。當條紋依次掃過這4個光電收發元件時，便會產生4路相位分別為0°、90°、180°、270°的信號，通過運放差動放大電路即可實現四細分。但是，實際應用中要實現4個光電收發元件的等距排列是非常困難的。目前，大多數的光柵位移傳感器都采用光閘莫爾條紋來實現四細分，如圖1所示。

光閘式光柵副的指示光柵上刻有4個裂相窗口，各個窗口內柵線與主光柵一致，且相鄰兩個窗口之間依次間隔（n+1／4）d。其中，d為柵距（這里為20μm），n為整數。這樣，當0°窗口的柵線與主光柵完全重疊時，窗口最亮，形成亮帶；180°窗口的柵線與主光柵柵線互相遮擋，形成暗帶；90°和270°窗口的柵線縫隙被遮擋一半，處于半明半暗狀態。因此，當移動指示光柵時，4個窗口內的光強依次呈現周期性的變化。在窗口區域安放光電收發元件對光強進行檢測，便可得到依次相差π／2的4路正弦波信號。

3 光柵信號的產生及差值的實現

3.1 系統總體方案計

系統原理框圖如圖2所示。光電轉換后輸出的4路相差90°的正余弦電流信號經過2個前置差分放大器處理后，轉換為電壓信號并且消除了直流電平，得到相位相差90°的正交信號sinθ／cosθ。為了消除正交信號中摻雜的噪聲信號，設計了有源二階巴特沃斯低通濾波器。濾波后的信號經過插值專用芯片IC-NV后，便可送人FPGA進行二次細分辨向、測速和數字顯示工作。

3.2 光電轉換及前置放大電路

光電二極管的光電流一般為μA級別，而放大電路中反饋電阻一般采用MΩ量級的電阻。因此，運放的輸入偏置電流的影響不能忽略，要選用輸入偏置電流小的FET輸入型運算放大器。本文選用TI公司的4路LinCMOS運放TLC279CN。它具有輸入失調電壓低、輸入電阻高、噪聲低的特點，25°時的典型輸人偏置電流為60 pA，遠小于光電二極管的光電流。光電二極管可以工作在零偏置或反向偏置方式。在反向偏置方式下，光電二極管可以實現較高的切換速度；但要以犧牲線性為代價，并且在無光條件下仍有很小的電流，稱為“暗電流”。零偏置電路受暗電流的影響較小，對于微小照度，可以保持照度與輸出成線性比例關系。

圖3采用反向并接光電二級管的方式。該方式可以有效地削弱直流電平和偶次諧波。由于后端插值芯片單端輸入時對輸入信號直流電平和峰峰值有限制，因此在正相輸入端設置可變電阻調節輸出的直流電平至2.5 V，同時通過調節反饋電阻使輸出電壓的峰峰值為1 V。

3.3 低通濾波器的設計

由于目前光柵的移動速度多在120 m／min，最大不超過600 m／min，且光柵柵距為20 μm時輸出的正交信號的頻率不超過500 kHz。因此，選定低通濾波器的截止頻率為fc=500 kHz，通帶增益K=1。具體設計電路如圖4所示。

3.4 差值電路的實現

IC-NV是IC-HAUS公司的單片A／D轉換芯片，能夠對輸入的sinθ／cosθ信號進行插值，從而輸出增量的正交編碼信號。IC-NV芯片的內部結構及外圍電路如圖5所示。其內部集成了高速的比較器和毛刺濾波器，以保證信號的高速轉換和完整性；輸入／輸出引腳具有ESD防護，且與TTL、CMOS電平兼容，接口簡單可靠。

sinθ／cosθ信號首先進入芯片內部的前置儀表放大器。其增益取決于輸入信號的電平及SG0、SG1引腳的狀態。通過將SG0、SG1置為高、低電平或開路來選擇不同的增益值，以適應峰峰值為20 mV～1.3 V的差分信號輸入（單端信號峰峰值可達2.6 V）。本系統中，sinθ和cosθ信號使用單端輸入方式，峰峰值為2 V，直流偏置為2.5V。因此在使用時需將NS和NC引腳與VREF（2.5 V）相連，以消除直流偏置。

前置儀表放大器輸出的信號經過高速轉換核心和轉換間距控制單元后進入后端信號處理單元。該單元根據不同的插值因子（Interpolation Factor，IPF）輸出相應的方波信號。9種不同的插值因子可以通過SF0和SF1引腳來配置，最高可以實現每個輸入信號周期的64倍細分。

4 光柵信號處理電路的FPGA實現

4.1 NiosII處理器及其硬件平臺

NioslI處理器是Altera公司在2004年推出的第二代軟核CPU。NiosII軟核處理器基于哈佛總線結構，采用32位RISC單周期指令集、32位數據總線及流水線技術，支持32個外部中斷和可配置的MMU／MPU。NiosII有3個型號：e型、s型、f型。它們分別是針對不同應用要求優化的：e型的面積最小，只需550個LE（邏輯單元）；f型的性能最高，最大性能可達200DMIPs以上；s型又叫標準型，其面積與性能介于e型與f型之間。

NiosII處理器通過Avalon總線與外設進行連接。Avalon接口規范定義了主端口和從端口所需的信號和時序。它能以最少的邏輯資源來實現數據總線復用、地址譯碼、等待周期產生、地址對齊、中斷優先級產生及仲裁等操作。用戶可以根據主從端口的規范在SOPC Builder中創建各種自定義組件，并掛到Avalon總線上。NiosII處理器支持多達256條用戶定制指令，極大地提高了軟件的執行效率。這些優勢使得NiosII系統成為可裁剪、可調整、可擴展的系統，更使其成為軟硬件緊密融合的系統。

系統中選用CycloneII系列的FPGA EP2C5Q208，并且擴展了64 Mb SDRAM HY57V641620和16 Mb FlashAMD29LV160來構建NiosII系統。EP2C5系列FPGA內部擁有4 608個Le和119 808位的RAM，并提供2個PLL和158個用戶引腳，完全能夠滿足本系統設計的需求。系統選用主動串行配置芯片EPCSl，該非易失性芯片具有1 Mb的內部容量，遠大于EP2C5Q208所支持的最大配置文件的大小。當系統上電時，EPCS就可將配置數據重載到FPGA的配置RAM中。

4.2 二次細分辨向組件設計

二次細分辨向組件的設計包括組件邏輯的硬件描述文件和軟件文件的設計。其中，硬件描述文件由任務邏輯模塊、寄存器描述模塊和Avalon接口模塊組成。軟件文件由HAL驅動文件的源文件（my_avalon_quadrature.c）、頭文件（my_avalon_quadrature.h）和寄存器訪問的頭文件（my_avalon_quadrature_regs.h）組成。這些文件的組織結構如圖6所示。

使用SOPC Builder中的Component Editor工具添加相應的硬件描述文件、信號接口和軟件文件，便可以方便地將用戶自定義組件集成到系統元件庫中去。為了實現NiosII處理器與自定義組件之間交換數據，首先需要定義一組寄存器，并對寄存器進行地址分配，同時根據Avalon總線的時序對寄存器進行存取操作。本組件中定義的脈沖計數寄存器Countnum_reg［31：0］和方向寄存器Dir_reg均為只讀寄存器，且相對地址分別為0和1。

任務邏輯設計是自定義組件設計過程中最重要的部分，主要實現插值芯片輸出正交信號的四細分，同時更新Countnum_reg和Dir_reg的值。如圖7所示，正交信號A2／B2的相位關系隨著光柵位移傳感器運動方向的不同而改變。當光柵讀數頭正向移動時，A2相信號超前于B2相信號90°，A2／B2兩信號的電平變化規律為00→10→11→01→00。當光柵讀數頭反向移動時，A2相信號滯后于B2相信號90°，A2／B2兩信號的電平變化規律為00→01→11→10→00。這樣，就可以通過判斷電平之間的狀態變化來決定是否對計數器進行操作。當狀態變化為00→10→11→01→00時，對Countnum_reg進行加1操作，并將Dir_reg置1；而當變化為00→01→11→10→00時，則對Countnum_reg進行減1操作并將Dir_reg置0。若狀態保持不變，則計數器和方向值保持不變。其余狀態之間的變化，規定為無效。

上述的4個狀態之間的轉移可以通過設計有限狀態機來實現。系統主時鐘clk選用50 MHz，能夠保證正確采樣狀態之間的變化。該有限狀態機由5個狀態組成，它們分別是idle、00、01、11、10。采用one-hot的編碼方式，可以有效地避免競爭冒險現象，提高抗干擾能力。其綜合生成的電路無論是在效率還是穩定性方面都能夠滿足設計要求。任務邏輯模塊的仿真結果如圖8所示。

若記錄相鄰兩次Countnum_reg的差值，便可通過以下的公式計算光柵讀數頭移動的距離：

式中：N為插值芯片的插值因子，d為光柵柵距。

4.3 二次細分測速組件設計

光柵讀數頭的移動速度應在一定范圍之內，否則會造成丟數等誤差。測速組件主要對讀數頭的移動速度進行實時監控，從而實現過速報警。其設計過程與二次細分辨向組件類似。移動速度的計算公式如下：

式中：d為光柵柵距，f為插值芯片輸出正交信號的頻率，N為插值芯片的插值因子，n為t時間內正交信號的個數。由此可知，只要測出頻率f即可求得移動速度。

寄存器描述文件中定義了4個寄存器，如表1所列。

任務邏輯設計采用測周期的方法，即根據Div_reg中的分頻因子對待測信號tclk進行分頻，在分頻后信號的高電平內記錄標準信號sclk的個數，并在其下降沿將計數值存到Count_reg中。同時，在其低電平內將Count_ready_reg置1，通知Avalon主設備計數值已就緒。待測頻率的計算公式如下：

該方法可能會產生±1個標準脈沖的測量誤差，由于系統標準頻率與待測正交信號相比為高頻信號，因此能實現高精度的頻率測量。

4.4 LCD控制組件的設計

本系統中使用的LCD為128×64的點陣黑白屏，其內嵌控制器為KS0107／KS0108。該液晶模塊的D／I引腳用于指示模塊處理數據／命令；R／W引腳控制讀／寫操作；EN引腳為使能信號，CS1／CS2為屏幕的左右半屏控制器片選信號。

本系統在NiosII IDE開發環境中設計應用程序，其程序流程如圖9所示。

5 結 論

①與傳統的分立元件細分電路相比，本系統中使用了專用的插值芯片IC-NV，不但提高了系統集成度，而且在簡化PCB設計的同時提高了細分數。NiosII嵌入式處理器使用，既提高了系統性能，又降低了費用。利用Component Editor工具設計的二次細分辨向模塊、測速模塊及LCD控制模塊，可以隨時根據需要更改驅動程序并可重復利用，實現了系統的集成和模塊化。

②仿真結果表明，該系統設計簡單靈活，穩定性高，實時性強，可通過調節插值芯片的插值數實現高達64倍的細分。