x1電壓放大器或“緩沖器”是模擬設計的標準構建模塊。本文介紹了一種元器件數(shù)量少的高性能分立式匹配晶體管緩沖器的設計，并涵蓋優(yōu)化其設計的一些細節(jié)。

在用一個運算放大器就可以輕松實現(xiàn)緩沖器的時代，為什么要使用分立電路？當高精度和最小空間不是特別重要的指標時，零件成本為50美分的雙JFET放大器足以滿足性能要求，它可提供數(shù)百兆赫的帶寬，偏移誤差僅10mV或更低，漂移為10μV/oC或更少。通過應用創(chuàng)新，分立元件電路也可以獲得良好的性能，即使運算放大器過時仍然可以使用。緩沖器也可以成為設計庫的一個重要部分。

緩沖放大器電路

x1電壓放大器的設計目標是實現(xiàn)這樣的理想電壓放大器：無限大的輸入阻抗、零輸出阻抗和線性度。為了實現(xiàn)高輸入阻抗，使用JFET而不是BJT，如圖1的緩沖電路所示。

圖1：為了實現(xiàn)高輸入阻抗，使用JFET而不是BJT。

離散JFET器件可從多家供應商獲得，包括：

·Linear Systems

·仙童（現(xiàn)在的安森美半導體）

·飛利浦（現(xiàn)恩智浦）

·東芝

·Vishay Siliconix

盡管單封裝雙器件（如2N3958、2N5196~2N5199，以及2N5564~2N5566等）在熱跟蹤方面具有優(yōu)勢，為降低成本，我們還是選擇離散JFET器件。低端的雙器件價格每個大約4.50美元，最好的則超過40美元。如果您可以承擔額外的成本，可以選擇價格貴的雙器件，因為它們的熱跟蹤性能優(yōu)于離散JFET。

設計緩沖器所需要的一些離散N溝道JFET的替代器件包括2N5484~2N5486。2N5485的成本約為每個0.20美元（批量采購數(shù)百個時）。其漏極電流的標稱設計值在4~10mA規(guī)定范圍內，中值為IDSS = 7mA（IDSS為ID@VGS = 0V）。此外，選擇了兩個JFET以便使用曲線跟蹤器進行匹配。可以通過人工將它們分類為匹配的IDSS箱，每對花費不到一分鐘的時間，產生的額外成本為0.10美元(按照美國勞動力成本計算)。

接下來，選擇一些標準電源電壓：VDD = +12V，VSS = -5V。這些電源電壓在桌面電腦和儀器中都很常見。

失調電壓

匹配JFET的第一個設計特征是匹配晶體管的靜態(tài)（dc）跟蹤。如果底部晶體管QL的柵極連接到其源極，則VGS = 0V，漏極電流為IDSS。如果相同的電流通過QU（帶有開路負載），那么由于它是匹配的，其VGS也是零，并且輸入到輸出之間沒有電壓失調。

這一絕妙的設計技巧還可以通過將JFET工作點設置為零TC點來改善，其中具有給定ID的VGS的熱漂移在整個溫度范圍內是最小的。對于JFET，零漂移VGS比夾斷電壓高約0.8V。VGSZ的值是各種溫度的ID線相交的地方。對于2N5485，這大約為-1.2V，比-2V左右的夾斷電壓高約0.8V。2N5485（Siliconix）的曲線如圖2所示。

圖2：2N5485（Siliconix）的曲線圖。

使用這些值，Rsl = Rsu = Rs = 1.2V/5mA = 240Ω，容差為5％。Rsl上的壓降在波形路徑中通過匹配電阻器Rsu上的類似壓降進行補償。為了更好地匹配，這些電阻的容差可以是1％。

熱失真

隨著輸入電壓的變化，兩個JFET的功耗也會發(fā)生變化。功率的變化引起硅溫度的變化，這會導致放大器響應中產生熱感應電噪聲或“熱”。這種“噪聲”與波形有關，最好視為熱失真。通過設置JFET最大功耗的工作點（op-pt或偏置）可以使JFET的功耗最小，而無需改變輸入（即在op-pt點）。功率的變化（我們希望最小化）在峰值功率附近最小，其中拋物線的導數(shù)值或斜率最小。

讓JFET的工作點 - 靜態(tài)偏置電流為I0。那么上、下晶體管消耗的功率為：

而且：

其中vL是RL上的負載電壓。功耗的差為：

圖3是利用MathCAD匯制的功耗圖。

圖3：利用MathCAD匯制的功耗圖。

ΔpD最大時，功率隨vL的變化最小，這是使熱失真最小所需要的。最大差分功率時的vL值為：

另一個感興趣的電壓是pu與pl相等時。在ΔpD = 0W時求解vL：

在圖3中，vL0 = 5.3V。雖然功耗在此輸出電壓下匹配，但圍繞此值的任何變化都會導致ΔpD的變化大于vL（max）附近vL的相同變化。因此，優(yōu)選的偏置點是vL（max）。

在圖3中，vL(max) = 1.62V。但是，給定的電路參數(shù)導致靜態(tài)vL為0V。為了調整JFET上的靜態(tài)電壓，增加了一個額外的串聯(lián)電阻Rc。一般情況下，讓靜態(tài)輸出電壓為VL。然后在VL處設置差分功率拋物線的頂點：

求解滿足所需條件的VDD的值：

然后將VL和供電電壓VDD代入下式：

在這個設計中，Rc = 490Ω。Cc繞過Rc，使得漏極處不會出現(xiàn)明顯的電壓變化。

匹配BJT緩沖放大器

JFET優(yōu)于BJT，因為它具有高輸入電阻和低輸入偏置電流。然而，對于相同的溫度系數(shù)（TC），JFET的電流匹配必須比BJT好十倍。這就是為什么JFET輸入運算放大器的輸入失調規(guī)范通常比BJT的要差。簡而言之，BJT比JFET匹配得更好。

如果您的緩沖設計不需要高輸入電阻，請改用BJT。使用QL的固定基極電壓，必須以稍微不同的方式實現(xiàn)偏置。這使得QL成為由于VBE（T）而隨溫度漂移的電流源。發(fā)生類似漂移的匹配QU具有相同的偏置電流和動態(tài)發(fā)射極電阻：

當ICL(=IEU)隨溫度變化時，電阻保持恒定。隨著溫度升高，VBEL降低，ICL升高。同時，reU隨熱電壓VT增加，但增加的發(fā)射極電流通過降低reU來補償。來自QL的電流TC補償re的變化，這會影響緩沖器電壓增益。

這里介紹的基本緩沖級可以通過跟從互補BJT CC級來改進，其中消除了NPN和PNP的b-e結。如果匹配的NPN與QL源串聯(lián)，它將補償隨后的NPN CC級。