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基于CMMB接收機的載波頻偏估計算法分析

電子設(shè)計 ? 來源:郭婷 ? 作者:電子設(shè)計 ? 2018-12-29 08:17 ? 次閱讀

國內(nèi)自主研發(fā)的第一套面向手機、筆記本電腦等多種移動終端的系統(tǒng),利用S波段信號實現(xiàn)"天地"一體覆蓋、全國漫游,支持25套電視和30套廣播節(jié)目。2006年10月24日,國家廣電總局正式頒布中國移動多媒體廣播(俗稱手機電視)行業(yè)標(biāo)準(zhǔn),確定采用我國自主研發(fā)的移動多媒體廣播行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)。中國移動多媒體廣播規(guī)定了在廣播業(yè)務(wù)頻率范圍內(nèi),移動多媒體廣播系統(tǒng)廣播信道傳輸信號的幀結(jié)構(gòu)、信道編碼和調(diào)制,標(biāo)準(zhǔn)適用于30MHz到3000MHz頻率范圍內(nèi)的廣播業(yè)務(wù)頻率,通過衛(wèi)星和/或地面無線發(fā)射電視、廣播、數(shù)據(jù)信息等多媒體信號的廣播系統(tǒng),可實現(xiàn)全國漫游。CMMB系統(tǒng)的物理層采用正交頻分復(fù)用(OFDM)調(diào)制方式,該方式可有效抵抗由多徑效應(yīng)所引起的頻率選擇性衰落,但對頻偏卻十分敏感。頻偏會破壞OFDM系統(tǒng)的正交性。從而引起載波間干擾(ICI),因此,接收機需要對載波頻偏進(jìn)行估計并糾正。為此,本文針對CMMB接收機解調(diào)芯片的小數(shù)倍子載波跟蹤算法進(jìn)行了分析。

1 CMMB信號模型及載波頻偏分析

在CMMB系統(tǒng)中,一個OFDM符號可由IFFT產(chǎn)生。時域中的OFDM符號可用下式表示:

基于CMMB接收機的載波頻偏估計算法分析

其中,X(k)是第k個子載波正交幅度調(diào)制(QAM)或相移鍵控(PSK)符號,N是OFDM符號子載波數(shù),Ts為符號周期,1/Ts是子載波頻率間隔。在CMMB接收端,對AWGN信道下變頻后的信號r(m)可以表達(dá)為:

基于CMMB接收機的載波頻偏估計算法分析

其中,△f是歸一化到子載波間隔(1/Ts)后的頻偏,△ψ為相位偏差,n(m)是AWGN.頻偏表示為△f=△fi+△ff,△fi是△f小數(shù)部分四舍五入后的整數(shù),△ff∈[-0.5,0.5]是其小數(shù)部分。本文所要提出的是在接收系統(tǒng)進(jìn)入跟蹤階段后的小數(shù)倍頻偏△f的估計算法。

2 小數(shù)倍子載波頻偏估計

頻偏分為整數(shù)倍頻偏和小數(shù)倍頻偏,接收機首先在時域中對小數(shù)倍子載波頻偏進(jìn)行估計,以恢復(fù)子載波間正交性,在此基礎(chǔ)上再進(jìn)行FFT變化后到頻域中進(jìn)行整數(shù)倍子載波頻偏估計。至此系統(tǒng)就可完成頻偏捕獲,然后進(jìn)入跟蹤階段。本階段再由導(dǎo)頻處理模塊進(jìn)行小數(shù)倍子載波頻偏跟蹤估計,本文主要對導(dǎo)頻處理模塊進(jìn)行研究。圖1所示是粗載波頻偏估計及恢復(fù)結(jié)構(gòu)圖。

基于CMMB接收機的載波頻偏估計算法分析

2.1 算法分析及硬件實現(xiàn)

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)即正交頻分復(fù)用技術(shù),實際上OFDM是MCM Multi-CarrierModulation,多載波調(diào)制的一種。其主要思想是:將信道分成若干正交子信道,將高速數(shù)據(jù)信號轉(zhuǎn)換成并行的低速子數(shù)據(jù)流,調(diào)制到在每個子信道上進(jìn)行傳輸。正交信號可以通過在接收端采用相關(guān)技術(shù)來分開,這樣可以減少子信道之間的相互干擾 ICI .每個子信道上的信號帶寬小于信道的相關(guān)帶寬,因此每個子信道上的可以看成平坦性衰落,從而可以消除符號間干擾。而且由于每個子信道的帶寬僅僅是原信道帶寬的一小部分,信道均衡變得相對容易。

由于OFDM系統(tǒng)中同一個時隙(timeslot)內(nèi)的各個OFDM符號的連續(xù)導(dǎo)頻的內(nèi)容和其所處的子載波位置都是相同的,故可利用FFT之后前后相鄰的兩個OFDM符號內(nèi)的連續(xù)導(dǎo)頻來進(jìn)行頻偏估計。

現(xiàn)在對相鄰的兩個頻域OFDM符號(即第l和第l+1個符號)進(jìn)行分析。通常第l個OFDM符號可以表示為:

基于CMMB接收機的載波頻偏估計算法分析

式(6)表示由于ICI的存在,第l個OFDM符號的第K個子載波所受到其它子載波信號的影響。

對于相鄰的第l和第l+1個頻域OFDM符號(且這兩個OFDM符號在同一個時隙中)中的連續(xù)導(dǎo)頻,應(yīng)有如下關(guān)系:

基于CMMB接收機的載波頻偏估計算法分析

其中,Np表示OFDM符號中連續(xù)導(dǎo)頻的個數(shù)。這樣,當(dāng)頻偏△F較小時,ICI影響值Il.k可以忽略。若不考慮噪聲影響,那么,根據(jù)式(5),其接收端收到的相鄰的第l和第l+1個頻域OFDM符號中的連續(xù)導(dǎo)頻則有如下關(guān)系,

基于CMMB接收機的載波頻偏估計算法分析


再對該兩個符號中的連續(xù)導(dǎo)頻取共軛相關(guān),即:

基于CMMB接收機的載波頻偏估計算法分析

由于該算法是利用前后相鄰的頻域OFDM符號的連續(xù)導(dǎo)頻序列來進(jìn)行頻偏估計,所以,該算法可以消除頻率選擇性衰落信道的影響。

從上面的推導(dǎo)過程可以看到,該算法是在忽略ICI影響值Il.k的情況下得出的。而當(dāng)頻偏增大到接近-N/(2Ns)或者N/(2Ns)時,即接近-0.5或者0.5時,ICI的影響就會變大。導(dǎo)頻信號是在頻域內(nèi)插入OFDM符號的,由于前后相鄰的兩個OFDM符號數(shù)據(jù)不同,那么,根據(jù)式(6),就會使得這兩個相鄰的OFDM符號內(nèi)對應(yīng)的導(dǎo)頻所受到的ICI不一樣,從而導(dǎo)致式(8)約等號兩邊的值的誤差很大,而這又將導(dǎo)致由式(10)表示的頻偏估計會出現(xiàn)較大誤差,所以,該算法比較適用于跟蹤模式,而不適用于捕獲模式。

在CMMB幀結(jié)構(gòu)中,每個OFDM符號均插入了連續(xù)導(dǎo)頻,且每一個時隙內(nèi)的53個OFDM符號中的連續(xù)導(dǎo)頻數(shù)據(jù)均對應(yīng)相同,則式(10)中有:

基于CMMB接收機的載波頻偏估計算法分析

因此,其連續(xù)導(dǎo)頻的個數(shù)Np=82.

CMMB中每個時隙有53個OFDM符號,因此,每個時隙可以計算52次頻偏,這樣就可以更好地進(jìn)行載波頻率跟蹤。圖2所示是載波頻偏跟蹤模塊的硬件結(jié)構(gòu)圖。

基于CMMB接收機的載波頻偏估計算法分析


圖2中的SRAM大小為82x20bit,可用于存儲前一個OFDM符號內(nèi)的82個導(dǎo)頻數(shù)據(jù)。載波頻偏跟蹤模塊用于接收連續(xù)導(dǎo)頻數(shù)據(jù)。它針對第一個OFDM符號不作運算,82個連續(xù)導(dǎo)頻可直接存入SRAM.當(dāng)接收到下一個OFDM符號的導(dǎo)頻時,可將該導(dǎo)頻與SRAM中相對應(yīng)的導(dǎo)頻做共軛相乘,同時更新,即用新的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)覆蓋掉SRAM中相對應(yīng)的導(dǎo)頻;然后再將乘積進(jìn)行累加。當(dāng)累加次數(shù)達(dá)到82次時,可對該和求相位,再乘上系數(shù)4096/(9264π),從而得到小數(shù)倍頻偏估計值。由于每個時隙一共執(zhí)行52次小數(shù)倍頻偏估計,因而,將有利于糾正頻偏,以達(dá)到跟蹤的效果。

2.2 系統(tǒng)級聯(lián)仿真

圖3所示是碼率下CMMB接收機的最終性能曲線。信噪比SNR越大,誤比特率BER越小。實際上,根據(jù)CMMB協(xié)議的要求,在星座映射方式為QPSK的情況下,當(dāng)SNR≥2.7 dB時,需滿足BER≤3x10-6;而在星座映射方式為16QAM的情況下,在SNR≥8.6 dB時,需滿足BER≤3x10-6.

由圖3可知,將導(dǎo)頻跟蹤模塊級聯(lián)到CMMB接收機后,其性能即可滿足協(xié)議對系統(tǒng)的要求。

基于CMMB接收機的載波頻偏估計算法分析

3 結(jié)束語

本文提出了一種針對CMMB接收機解調(diào)芯片的小數(shù)倍子頻偏跟蹤估計算法。在CMMB解調(diào)芯片中,該算法能較好地對頻偏進(jìn)行跟蹤估計,從而使系統(tǒng)載波恢復(fù)環(huán)路穩(wěn)定工作,保證信號的正常解調(diào)。本文提出的載波頻偏估計算法經(jīng)適當(dāng)?shù)?a target="_blank">參數(shù)修改后,也可適用于其他OFDM系統(tǒng),而且具有一定的通用性。

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