在高達19英寸的媒體外觀(MFF)顯示器中，白光LED正在迅速取代冷陰極燈管(CCFL)成為LCD背光(邊緣或側面)照明的首選。這些顯示器的背光可能需要多達100個LED。為了在不犧牲顯示器亮度質量的情況下延長電池使用壽命，確定最佳的LED并聯和串聯連接以及亮度調節方法具有一定的挑戰性。本文將指導您如何針對MFF顯示器挑選最合適的白光LED驅動器，從而以最低的總成本實現高效率(長電池使用壽命)和最佳亮度。

為什么WLED將取代MFF顯示器中的CCFL？

淘汰CCFL始于歐盟的RoHS計劃，該計劃旨在禁止消費類電子產品使用多種有害物質，其中就包括日光燈管的主要成份水銀。不過，相比CCFL，WLED還擁有下列優勢，包括：固態器件；定向光源；超低電壓工作；亮度調節范圍更大、更容易；亮度調節更線性。

WLED定向照明使得顯示器可以使用更小的擴散板和導光板，從而制造出更輕薄的平板顯示器和筆記本電腦。

選擇WLED驅動器拓撲結構

WLED的亮度會隨著通過的電流呈線性變化。為了使各WLED串獲得最佳的WLED電流精度以及一致的WLED亮度，LED驅動器應該調節通過LED的電流電壓而非調節LED兩端的電流電壓。圖1顯示了如何輕松地將任何一個可調式DC/DC轉換器重新配置為一個恒流源來驅動串聯的多個WLED。只要輸出大于LED正向電壓之和，電壓(VLED)就會下降。

通過調節VSENSE(電流感應電阻器(RSENSE兩端的電壓而非輸出電壓(VO))，驅動器實質上就成為一個恒定電流源，這使得其輸出電壓(VO)可以隨電流和溫度產生的VLED變化自我調節。WLED具有范圍為3.0V到4.0V的壓降，該壓降變化與LED電流大小成正比關系，而與溫度高低成反比關系。因此，WLED驅動器的輸出電壓必須至少能夠達到WLED串的電壓總和，同時各個WLED串在最大LED電流時VLED壓降也達到最大。

盡管大多數背光應用的輸入電壓都在3.6V～48V DC的范圍內，但是多數MFF LCD背光驅動器卻使用7.2V～21V疊層鋰離子(Li-Ion)電池來驅動24～100個LED。不同MFF面板尺寸的WLED數目不盡相同，介于36個(12.1英寸面板)至72個WLED(17英寸面板)之間。

使用圖1所示配置對單個WLED串中的多達72個LED進行調節，會導致電壓高達72×4V= 288V。因此，大多數LED背光驅動器均基于升壓轉換器內核。高壓、單電感升壓轉換器較為昂貴，且難以設計，這是因為它們要求：額定電壓更高、體積更大、更昂貴的功率FET，以及相應的額定二極管和輸出電容；一個具有87.5%～96%占空比(D=Vout/(Vout+Vin))的升壓控制器，在開關頻率為1MHz下需要875～960ns的啟動時間(tON)，并且較難控制40ns的最小關閉時間(tOFF)；一個高成本、占用空間的絕緣層，以防止電弧擊穿底板(chassis)；高壓處理和測試程序；更高的消費類電子產品安全等級；由于更高的共模電流，它們還會產生更多電磁干擾(EMI)，計算方法為ICM = CPAR*VOUT*fSW，其中，CPAR為漏極到接地的寄生電路板電容，fSW為升壓轉換器開關頻率。

采用反激式拓撲結構而非基于電感的升壓拓撲結構讓設計人員可以使用一個標準、低成本的升壓控制器IC，但是會增加定制設計變壓器的復雜度。因此，為維持IC和配套無源組件的低成本，集成FET的升壓驅動器的制造商寧愿將驅動器輸出限定在60V以下。由這類升壓轉換器驅動的單個LED串可能會被限定在20個LED以下，這幾乎無法驅動較大的MFF面板。因此，圖1所示的轉換器具有幾個并聯的m串，每個串都有n個LED和10 Ohm范圍內的鎮流電阻器，以幫助均衡流經各串的電流以及各串兩端的電壓。流經WLED的電流和WLED兩端的電壓越接近，則每個串的顏色和亮度就會越一致。

對圖 1 所示鎮流電阻器進行大小排列以達到各串之間的最佳匹配十分困難。較好的方法是將升壓轉換器和多個電流調節器(汲入)結合，這樣便可真正地將流經各串的相同電流導入單個驅動器 IC 中(圖 2)。驅動器感應各個 VIFBx引腳上的壓降，并利用升壓轉換器來提供剛好足夠的輸出功率，以便將最低的VIFBx引腳電壓 (VIFBmin)維持在電流調節器的最大壓降電壓之上。

圖2：具有集成電流阱的升壓轉換器背光驅動器。

接下來的問題是如何選擇n和m?

優化LED串的數目

選擇升壓驅動器的n和m時需要考慮如下幾個因素：nMAX×VLEDmin＜升壓轉換器的最大輸出電壓；nMIN×VLEDmin＞VINmax；m決定亮度要求，并設定轉換器的最大負載電流ILOADma=m×ILEDmax。

測得數據證明，在每個串輸入電壓和ILED相同的條件下，一個m=6且n=12(即12S6P)配置的驅動器比9S8P配置的相同轉換器更加高效。為什么這么說呢？升壓轉換器和電流調節器的詳細的效率分析報告并不在本文的討論范圍內，但答案可想而知。

升壓轉換器輸出功率增加的同時，其損耗也隨之增加。升壓轉換器輸出功率隨VOUT和/或輸出負載的上升而增加。升壓轉換器輸出電壓隨n串聯LED數目的增加而上升，同時輸出負載隨m串數目的增加(或者每個串電流的升高)而上升。電流調節器的損耗為每個串的電流乘以各電流反饋引腳的電壓IFBx。很顯然，隨著各串電流升高或對于具備較大V< IFB調節電壓的驅動器而言，調節器損耗較高。如前所述，圖2所示驅動器對升壓轉換器進行調節，這樣輸出電壓僅升至該串(擁有最大V LEDs加VIFBmin的WLED)VLEDs的總和值。由于余下串(具有更低壓降)的LED致使其余VIFB的電壓較高，因此余下的電流調節器便浪費了功率。

以統計方法來看，存在一個m串、每個串n個LED的最佳數字，以最小化功耗的同時最大化驅動器效率。結合LED壓降的平均值、差值和標準偏差來對電流調節器的損耗進行統計分析，其表明電流調節器損耗與m串數目呈正比例關系，但是只有在每個串n個LED數量的平方根時才成立。

圖3顯示了特定驅動器中升壓轉換器和電流調節器效率模型的結果。

圖3：Vin=11V、VIFBx=0.4V及ILED=20mA時LED 總數量與總驅動器損耗之間的對比關系。

該結果隨VIN、ILED和VIFB發生些許變化，同時很顯然大多數MFF面板的背光均會在4

調光

如圖4所示，調節一個WLED串亮度的最簡單方法是在D占空比的固定頻率上向圖1所示驅動器啟動引腳施加一個脈寬調制(PWM)信號。該平均WLED電流為PWM信號的占空比乘以LED最大電流ILED-max，即ILED-avg = D x ILED-max。由于流經LED的最大電流相同，因此PWM調光會帶來一個非常線性的亮度變化。另外，由于LED的發射光譜隨其壓降大小而變化，而該壓降又隨ILED而變化，因此PWM調節過程中LED背光的色度、色彩和色調(即實際“白”的程度)均十分出色。

不過，使用PWM調節時陶瓷輸出電容的壓電屬性會帶來問題。特別是，這種電容在可聽范圍(20Hz～20kHz)PWM信號頻率充電和放電時，它便會振動，人耳可聽到電容和PCB運行，聲音如同振鈴或嗡嗡聲。振動大小與電壓振幅和陶瓷電容封裝尺寸成正比例關系。縮小電容封裝尺寸可減弱這種振鈴。并聯串m更多，而每個串的LED數量n更少，從而降低電容的電壓，這樣便可降低這種振鈴的大小。另外，最新的帶電流調節器的一些驅動器只需在PWM調節時關閉電流調節器和升壓轉換器，便可防止陶瓷輸出電容在PWM調光期間完全放電。

最初，為了避免陶瓷電容振鈴，許多面板制造商都改用模擬調光，如圖4所示。模擬調光實質上并未產生輸出紋波，這是由于一個外部信號對圖1中的升壓轉換器或圖2所示調節點的電流調節進行調節，進而對流經LED的DC電流電平進行調節。與PWM調光方法相比，模擬調光方法的其他好處還包括兩個：更高的電氣效率，這是因為ILED壓降時升壓轉換器輸出電壓=VLEDs壓降之和；以及更高的光電效率，這就是說相同電力消耗產生的流明更多。

深度調光時，模擬調光方法存在一些電流精度的問題，這是因為誤差信號放大器失調電壓致使VREF電壓或電流吸收器電壓太小而無法精確地控制。另外，亮度線性和色度都不如使用PWM調光方法獲得的效果好，特別是進行深度調光時。因此，最佳的解決方案是將PWM調光方法和模擬調光方法相結合，其被稱為混合模式調光，如圖4所示。

圖4：調光方法。

混合模式調光方法使用輸入PWM信號來實施模擬調光，直到LED電流快要降至足以較大影響LED精度、線性和色度為止。在圖4中，當PWM信號占空比(D)為12.5%時形成上述電流。該最小電流電平條件下，電路開始使用真正的PWM調光方法。然而，與在輸入PWM信號占空比時開啟和關閉電流吸收器的最大LED電流不一樣，該電路將輸入占空比轉化為適當值，以用于模擬調光獲得的最小WLED電流電平。

圖5：使用TPS61195的背光驅動器實例。

例如，TPS61195能夠驅動多達m = 8個串(并聯)，每組n = 10+WLED(串聯)。通過SMBus接口，TPS61195還提供了靈活的調光選項，因此設計工程師可以根據系統要求使用純PWM調光或模擬和PWM調光的混合模式來對WLED進行調節。

本文小結

背光驅動器廠商們正不斷改進背光驅動器，以滿足面板制造商對于較小解決方案尺寸、最大效率和靈活調光方法的需求。例如，采用4×4 QFN封裝的TPS61195可驅動8個串(每個串由12個WLED組成，每個串的輸入電壓均高達21V)，同時提供了靈活的調光方法，可滿足上述這些需求。