目前，大多通信設備都是針對某一種或少量幾種固定的通信體制、信號調制樣式以及信號特征參數，例如GSM移動通信信號只有GMSK一種調制樣式，其調制速率為22.8 Kbit/s，因此這類通信設備中的數字信號激勵器或數字波形形成電路大多采用專用集成芯片實現。而本文設計了一個通用的數字信號激勵器，以產生所需要的各種信號調制模式的信號波形，且對每一種調制樣式信號的各種特征參數能夠靈活控制。

1 數學模型

為了保證高性能以及靈活性，現代通信對抗干擾設備通常采用FPGA+DAC的工作模式,在一些快速復雜的應用環境下，則可采用高性能的FPGA和DSP協同工作，作為數字干擾激勵器的核心，同時為保證對跳頻信號或其他快速通信信號的有效干擾，頻綜模塊通常采用DDS的頻率快速合成模式。其干擾信號產生原理可以由式(1)表示：

在FPGA 中利用數字方式合成數字激勵源， 通過一定形式的低通濾波器或脈沖成型濾波器即可得到數字基帶信號sI (n)、sQ(n)。數字基帶信號sI (n)、sQ(n)通過DAC變換為模擬基帶信號sI (t)、sQ(t)， 再通過上變頻模塊即可實現干擾信號的上變頻調制。在FPGA 中，cos(ωn)、sin(ωn)可由查找表(LUT) 的方式生成， 即DDS 頻率合成方式。在現代FPGA 開發中， 通常會提供一些較成熟的IP 核， 因此也可以直接調用IP 核來實現在FPGA 中正弦信號的產生， 其原理也是通過查找表的方式生成。在產生正弦信號時， 查找表即為一個ROM 塊， 通常其中存儲了一個周期的正弦信號，通過對讀取地址按一定步進循環取值即可產生相應的正弦信號。查找表的存儲深度和FPGA 的工作時鐘決定了可以產生的正弦信號頻率范圍。

(1) 單音信號

單音信號可以按式(2) 產生：

s(t)=cos(ωt)cos(ωct)+sin(ωt)sin(ωct)=cos((ω+ωc)t) (2)

其中，sI (t)=cos(ωt)、sQ(t)=sin(ωt) 分別為I 、Q 路基帶模擬信號， 當ω=0 時，I 、Q 路基帶模擬信號退化為直流， 此時, 干擾信號即為信號載波。FPGA 產生的數字基帶信號cos(ωn)、sin(ωn) 經DAC 變換即為模擬基帶信號cos(ωt)、sin(ωt)。

(2)多音信號

多音信號可以在單音信號的基礎上直接生成。一種簡單的方法是使用多個查找表同時生成，這種方式控制邏輯簡單，但相對占用更多的FPGA資源。另一種方法是使用一個查找表采用時分復用的方式生成，這種方式可以節省大量的FPGA資源，但控制邏輯相對復雜。

在產生多音信號時，需要注意合成信號的峰值，當各單音分量峰值同相疊加時就可能產生很高的信號峰值。因此可以通過控制各個單音分量的初始相位，來減小這種極高峰值的產生，即減小信號的峰均比。

(3)幅度調制信號

幅度調制信號可以按(3)式產生：

s(t)=mI (t)cos(ωct)+mQ(t)sin(ωct) (3)

其中，sI (t) =mI (t)、sQ (t) =mQ (t) 分別為I 、Q 路基帶模擬信號。當mI (t)=mQ(t)=m(t)且無直流分量時， 則可得到無載波分量的雙邊帶(DSB) 調制信號，m(t) 為基帶模擬信號；當mI (t)=mQ(t)=m(t)且有直流分量時， 則可得到有載波分量的雙邊帶調制信號， 此時m(t) 可以表示為m(t) =m0+m′(t)， 其中，m0是基帶信號m(t) 的直流分量，m′ (t) 為交流分量， 如果滿足m0>max (|m′ (t) | ) ， 則可得到調幅(AM)信號。

(4) 角度調制信號

角度調制信號可以按式(4) 產生：

(5) 數字調制信號

數字調制信號可以按式(5) 產生：

當s(n)按不同的星座映射方式便可得到不同的數字基帶調制信號，如：PSK、QAM信號等。為了降低帶外信號，通常對發射信號使用一定形式的脈沖波型，如升余弦波型等。因此，在FPGA中數字基帶激勵輸出后通常使用脈沖成型濾波器。

調幅類：M進制的調幅信號MASK,碼元ak電平定義

2 子模塊設計

設計采用如圖1所示的技術方案，它由全向/定向天線及饋線、20 W寬帶功率放大模塊、寬帶上變頻模塊、基于DDS+FPGA和高速DAC的數字信號激勵模塊、整機控制與嵌入式CPU單元模塊等部分硬件和一套信號產生與控制軟件組成。

2.1 電源與主板模塊

220 V的交流電通過電源管理模塊轉換到+5 V、-5 V、+12 V和+28 V分別為基帶激勵板、變頻模塊和功放模塊提供相應的直流電輸入。由設備的便攜式需求牽引，本設計基于嵌入式PC104 CPU和寬溫液晶顯示屏為硬件控制平臺并外接160 G硬盤，提供設備所需的鼠標、鍵盤、網口、USB、RS-232等接口，操作系統為WindowsXP，編程環境為Visual C++，通過軟件編程實現各種樣式信號的數字激勵與波形形成，界面友好，操作簡便靈活，所有參數和功能均可通過界面窗口和控制按鈕實現輸入和控制。

2.2 基帶激勵板

本設計采用DDS+FPGA+DAC數字信號激勵器硬件電路和數字波形合成軟件算法來生成所需要的各種信號，具體方案詳見基帶激勵板電路設計。

2.3 變頻模塊

主要包括頻綜模塊、上變頻模塊，基帶信號首先實現單載波(CW)、調幅(AM)、調頻(FM)、調相(PM)等調制樣式，然后進入晶振+DDS+PLL模塊實現混頻，產生輸入到功放模塊的信號。本設計要求輸出信號和干擾頻率范圍為30 MHz~1 000 MHz，達33.3個倍頻程，因此要解決寬帶上變頻這一關鍵技術。為了實現信號源頻率和特征參數的快速改變，采用減少PLL環路、加大中頻瞬時帶寬直接變頻的方法提高換頻速度。設計中采用在80 MHz的中頻上進行寬帶波形合成，然后再進行變頻的方案,將80 MHz±5 MHz的中頻信號變頻至30 MHz~1 000 MHz范圍。對于調制信號的特征參數控制，采用了高速接口芯片進行并行控制的方式。

2.4 功放模塊

寬帶功率放大這一關鍵技術的設計采用三級放大的方案，混頻輸出信號經各分段濾波器濾除帶外信號，進入功放模塊實現功率放大，然后接天線輸出至空間。為了提高功率輸出效率，系統根據頻段劃分，采用傘狀天線和對數周期天線兩付輸出天線相結合。其中，傘狀天線的工作范圍為30 MHz~500 MHz，對數周期天線的工作范圍為500 MHz~1 000 MHz。

3 基帶激勵板電路設計

本設備主要由數字基帶激勵板控制，FPGA為核心,所有操作都是在它的控制之下展開的；其次就是一些外圍電路，包括電源配置、接口配置等；再有連接激勵板與調制模塊的數模轉換及其濾波電路，為后續處理模塊提供感興趣的頻帶范圍內的模擬信號。

3.1 晶振和電源管理

利用晶振來產生高穩時鐘，通過FPGA內部鎖相、分頻來實時控制電路的時序，本設計采用15.36 MHz和20 MHz的晶振。根據供電方案，需要將+5 V直流輸入電源轉換為+1.5 V和+3.3 V,分別供給FPGA的內核和I/O口，選用TPS54613和TPS54615芯片并匹配外圍電路來實現電源的轉換，并通過磁珠加電容的發放,構成濾波電路來優化電源。

3.2 FPGA模塊

FPGA產生I、Q兩路基帶數字信號，DAC主要完成數模轉換，生成I、Q兩路基帶模擬輸出信號。同時FPGA完成對DDS+PLL的頻綜控制，實現對基帶信號的上變頻。通過Verilog HDL編程和調用IP核[5]來實現對RS-232串口、JTAG接口、變頻模塊和功放模塊的時序邏輯控制。基帶激勵板通過RS-232串口與CPU互聯，實現控制指令的傳輸；通過DB25與變頻模塊互聯，控制DDS的狀態；通過DB15與功放模塊互聯，實現射頻波段的選擇；變頻模塊與功放模塊通過DB9互聯，傳輸所選擇的波段控制信息。

3.3 DAC與濾波電路

基帶產生的數字信號需要經過數模轉換和濾波電路，然后經由調制、混頻和功放模塊發射至空間。設計中選用DAC2904和LT6600芯片，根據手冊配置外圍電路，最終激勵板經兩個差分對輸出I+、I-、Q+、Q-4路信號，然后送入調制模塊實現各種調制樣式。具體的電路原理圖如圖2、圖3所示。

3.4 整機

利用Altium Designer軟件進行原理圖的設計，然后生成PCB圖，經過綜合考慮后手動布局、布線，最后生成數字基帶應用印制電路板。各個模塊設計完成、調試通過后，整機組裝并進行功能、指標測試，通過頻譜儀、功率計檢測,證明該設備完全能夠滿足實際應用的需求。

本文設計并工程實現了綜合測試寬帶信號源，實驗時利用頻譜儀測試，信號的各種調制樣式完全符合指標要求，同時通過外接天線測試，利用接收機能夠檢測到各種調制信號。實踐證明該設備能夠實現大功率寬帶綜合信號源、無線電監測訓練電磁環境模擬源、無線電測向訓練電磁環境模擬源、無線電管制(干擾)輻射源等功用。