概述

機車常年運行于鐵路線上，為了改善機車司機的工作環境，鐵路部門正逐步在機車上配備空調系統。早期安裝的一般都是三相定頻空調系統。內燃機車上的電源是由一臺三相380V發電機產生的，由于容量的限制和空調器頻繁起停的沖擊，嚴重影響了發電機其它負載的正常工作。為此鐵路部門規定安裝空調器必須解決沖擊問題，實現軟起動。目前大多數廠家采用通用變頻器進行軟起動，雖然解決了沖擊的問題，但采用通用變頻器僅僅為實現空調的軟起動顯然非常“浪費”，而通用變頻器又不能滿足變頻空調的特殊要求，所以開發機車空調專用變頻調速系統非常有意義，既可實現軟起動，又可通過變頻空調實現溫度調節，達到節能的目的。

目前，變頻壓縮機一般由三相200V左右異步電動機拖動，工作頻率范圍是0～120Hz。對此適用的逆變器通常是DC300V的電壓級別。內燃機車上的一臺直流發電機能夠提供DC110V的電源，因此必須使用升壓裝置，使DC110V電壓經升壓變換為DC300V，然后再經逆變器變換成滿足要求的交流電壓。機車變頻空調控制器的基本結構如圖1所示。

本文主要討論機車空調用DC/DC變換器的設計與實現。首先選擇了易于實現的變換器結構，然后設計電路，最后給出了滿足設計要求的實驗結果。

2 DC/DC變換器主電路結構選擇及設計

2.1 主電路結構選擇

對于DC/DC升壓變換器，可以采用的結構形式很多。通常在1kW以上選用帶變壓器隔離的全橋DC/DC變換電路，但這種變換電路需要4個功率開關器件，使得系統結構復雜，同時在電路設計中必須考慮克服隔離變壓器的直流偏磁問題，這無疑增加了控制的難度。由于機車變頻空調控制器的惡劣工作環境，希望電路結構盡可能簡單，通過分析和試驗，認為采用Boost拓撲結構是一種較好的實現方案。該結構只需要一只開關器件和一只升壓用二極管以及升壓電感，其控制電路也比較簡單。當然該結構在功率較大時要求開關管的容量較大［1］，這是一般大功率DC/DC變換器不選擇這種拓撲結構的原因。考慮到本系統的實際情況以及目前器件的水平，選用Boost拓撲結構還是可行的，其原理如圖2所示。

機車空調的功率為5kW。根據機車空調的要求，DC/DC變換電路需要將DC110V變換成為DC300V。變換器主電路為典型的Boost結構，控制電路由通用PWM控制芯片SG3524實現。控制電路輸出的PWM信號經HCPL316J隔離放大去驅動IGBT。HCPL316J是IGBT專用驅動電路，通過檢測IGBT的飽和壓降實現過流保護。與一般帶過流保護的IGBT專用驅動電路相比，具有電路結構簡單、價格便宜的優點。Boost電路在電流連續及斷續情況下電感中電流及IGBT兩端電壓波形如圖3所示。

2.2 主電路參數計算

2.2.1 工作頻率的選擇

通常小功率開關電源工作頻率高達幾十kHz甚至幾百kHz。但在本電路中，由于功率較大，導通時開關管中流過的電流很大，開關損耗非常大，所以開關管不宜工作在很高的頻率。考慮實際情況，選擇開關頻率為15kHz。

2.2.2 電感量的計算

已知壓縮機負載功率為5kW，Boost電路的輸出電壓Vo=300V，這樣Boost變換器的等效負載電阻RL=18Ω，等效輸出負載電流Io=17A。

在大功率場合，一般希望工作在電感電流連續狀態。由圖3（a），根據電感兩端電壓在一周期內伏秒平衡的原則，可得

Viton－（Vo－Vi）（T－ton）=0 （1）

由式（1）可得

Vo/Vi=1/（1-D） （2）

電感中電流紋波為

ΔI=（Vi/L）ton=（Vi/L）DT （3）

忽略變換器損耗，變換器輸入功率等于輸出功率，即

ViIL（AV）=VoIo （4）

式中：IL（AV）為電感電流的平均值。

由式（4）得

IL（AV）=（Vo/Vi）Io=（1/I-D）Io （5）

為保證電流連續，電感電流應滿足式（6）。

IL（AV）≥ΔI/2 （6）

考慮到式（3）及式（6），可得到滿足電流連續情況下的電感值為

應在所有占空比情況下滿足式（7），同時考慮在10％額定負載以上電流連續的情況。10％負載相當于RL=180Ω，當D=時得到滿足電流連續時的電感值為

=0.89mH，實際電路中取L=1.1mH。

2.2.3 輸出濾波電容容量的計算

為滿足輸出紋波電壓相對值的要求，濾波電容由式（8）決定。

C≥（VoDT/ΔVoRL） （8）

根據設計要求，在輸入電壓為55V時，輸出電壓仍應為300V。這樣，最大占空比Dmax===0.82，考慮在最大占空比及滿載情況，并取電壓紋波系數為2％，開關頻率15kHz，負載電阻為18Ω，可求得C=160μF，實際電路中取C=220μF。

2.2.4 功率開關器件IGBT的選擇

IGBT中流過的電流峰值即為流過電感電流的峰值，即

IS（M）=IL（M）=IL（AV）＋1/2ΔIL （9）

式中：IL（M）及IS（M）分別為電感電流峰值及流過

IGBT電流峰值。

將式（3）代入式（9），在滿負載情況下，可得

IS（M）=150A，再考慮二倍的安全裕量；在開關管關斷時其兩端電壓為輸入電壓，即300V，同樣也考慮二倍的安全裕量，于是選擇600V/300A的IGBT。

3 PWM控制及IGBT驅動電路

3.1 PWM控制電路

PWM控制采用SG3524控制器，其原理框圖如圖4所示。

直流電源Vs從腳15送到基準電壓穩壓器的輸入端，產生穩定的＋5V基準電壓，再送到內部及外部其他電路作為電源。腳7須外接電容CT，腳6須外接電阻RT，這樣在腳7產生鋸齒波。選擇不同的CT與RT，即可產生不同的振蕩頻率。振蕩器的輸出分為兩路：一路以時鐘脈沖形式送至雙穩態觸發器及兩個或非門；另一路以鋸齒波形式（腳7）送至比較器的同相端。比較器的反向端連向誤差放大器。誤差放大器實際是差分放大器，其一個輸入端與經過分壓的輸出電壓相連，起到反饋作用。VREF通過電阻分壓作為給定信號連接該放大器的另一端，腳9是補償端。誤差放大器的輸出與鋸齒波相比較，比較器的輸出為隨誤差放大器輸出電壓大小而改變寬度的脈沖信號，再將該脈沖信號送到或非門的輸入端，或非門的另兩個輸入端分別為觸發器及振蕩器的輸出信號，最后送出兩路互差180°的脈沖波。SG3524具有外部關斷功能，當外部故障時，通過腳10封鎖SG3524的PWM輸出，起到保護作用。

在本方案中，將腳12、腳11分別與腳13、腳14并聯，將總的輸出脈沖展寬，使原來兩路占空比為0～50％脈沖展寬為占空比為0～100％的一路脈沖。在實際使用中，為防止由于脈沖過寬而引起的主電路過流，在腳9加了限幅電路。

3.2 IGBT驅動電路

由于所選IGBT功率較大，所以SG3524輸出的脈沖信號須經過隔離放大電路才能驅動IGBT。考慮到可靠性及經濟性，所以選擇了HCPL316J作為該驅動電路。HCPL316J除具有隔離及驅動功能外，還具有過流保護功能。通過測量IGBT兩端的飽和壓降實現過流保護，在過流發生時HCPL316J一方面封鎖IGBT驅動信號，同時送出故障信號。在本方案中，HCPL316J輸出的故障信號連接到SG3524的SHUTDOWN端，以便更有效地實現保護。HCPL316J的原理框圖如圖5所示。

4 實驗結果

按照上述設計，在實驗室組成了機車用DC/DC變換器，并進行了一系列實驗。圖6為實驗波形。

在負載較輕時，由于分布電容的影響，開關管兩端電壓會發生振蕩現象。在滿負載情況下，將直流輸入電壓從55V到165V進行變化，DC/DC變換器的輸出電壓都能夠穩定在300V，具有很好的調節能力。但是，由于電路自身的結構，輸入電壓愈低，開關管及Boost電感中流過的電流將愈大，所以要考慮開關管及電感的散熱問題。

5 結語

本文給出的用于機車空調的DC/DC變換器具有結構簡單，調試方便的優點。實驗室實驗結果表明該方案可行，有待于運行考驗并使之不斷完善。