摘要：

針對功率因數(shù)校正變換器電感電流連續(xù)導(dǎo)電模式(Continue Conduction Mode, CCM)時，兩相交錯并聯(lián)Boost PFC變換器各支路不均流造成某一支路中開關(guān)管電流應(yīng)力加大的問題，采用占空比補償電流控制策略。該控制策略在平均電流控制的基礎(chǔ)上，在并聯(lián)支路內(nèi)部加入補償環(huán)，根據(jù)每相電流與1/2給定輸入電流的偏差程度對占空比進行補償，實現(xiàn)了并聯(lián)兩支路的均流，最終達到減小開關(guān)管電流應(yīng)力的目的。最后，建立了仿真電路，通過仿真分析可知，未采用該控制策略時，兩支路電流分別為5 A與2.2 A，其中5 A支路MOS管的電流峰值為9.2 A；在采用占空比補償電流控制策略后，兩支路電流均為3.6 A，兩個MOS管的電流峰值均為6.8 A，均流效果明顯，開關(guān)管的電流應(yīng)力減小，驗證了占空比補償電流控制交錯并聯(lián)CCM Boost PFC變換器的可行性。

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0 引言

我國電動汽車產(chǎn)業(yè)快速發(fā)展，大量電動汽車充電行為為電網(wǎng)帶來大量諧波[1-2]。文獻[3]中采用Boost電路作為整流電路后級，實現(xiàn)了功率因數(shù)校正(PFC)，減小了電網(wǎng)諧波。隨著PFC技術(shù)的發(fā)展，不斷有新型PFC拓撲結(jié)構(gòu)提出，如倍壓PFC、無橋PFC、交錯并聯(lián)Boost PFC等[4-5]。其中交錯并聯(lián)Boost PFC系統(tǒng)不僅具有并聯(lián)系統(tǒng)的所有優(yōu)點，還能減少輸入電流紋波，降低開關(guān)管的電流應(yīng)力。在大功率場所通常采用工作于電感電流連續(xù)導(dǎo)電模式(Continue Conduction Mode，CCM)[6]的交錯并聯(lián)Boost PFC變換器。

基于現(xiàn)有PFC變換器的拓撲結(jié)構(gòu)，已經(jīng)提出以下控制方法：峰值電流控制、平均電流控制、單周期控制等[7-8]。其中平均電流控制相比其他控制方法具有更加良好的動靜態(tài)特性。

其次，并聯(lián)系統(tǒng)中還應(yīng)考慮均流問題，若并聯(lián)系統(tǒng)兩支路電流不均衡，那么某一支路開關(guān)管所承受的電流應(yīng)力勢必加大，會增大開關(guān)管損壞機率[9]。

本文針對平均電流控制交錯并聯(lián)CCM Boost PFC變換器中存在的兩支路不均流造成開關(guān)管電流應(yīng)力加大的問題，對不均流原理進行分析，并采用占空比補償電流控制策略，實現(xiàn)了并聯(lián)兩相Boost電路的均流控制，解決了上述問題。

1 交錯并聯(lián)CCM Boost PFC變換器工作原理

交錯并聯(lián)CCM Boost PFC變換器原理圖如圖1(a)所示，穩(wěn)態(tài)時序波形如圖1(b)所示。

如圖1(b)所示，交錯并聯(lián)CCM Boost PFC變換器為兩個相同Boost PFC變換器并聯(lián)而成，單個開關(guān)管S1、S2的驅(qū)動信號相位相差180°，如圖1(b)所示，開關(guān)管S2的驅(qū)動信號相比開關(guān)管S1滯后180°，電感L1與電感L2支路的電流波形相同，相位相差180°，所以兩支路的電流交錯并聯(lián)后將會消除掉一部分電流紋波，從而總電流i的紋波得到減小，頻率變?yōu)橹暗?倍。

2 平均電流控制交錯并聯(lián)CCM Boost PFC變換器的不均流問題

2.1 單個CCM Boost PFC電路電流跟蹤分析

單個CCM Boost PFC電路如圖2所示。

圖2所示電路中，電感L工作于連續(xù)模式，占空比表達式為[10]：

根據(jù)平均電流控制策略的原理[11]，結(jié)合式(2)、式(8)、式(9)分析可知：每個開關(guān)周期，占空比不同，t(n)+d(n)T時刻與t(n+1)時刻的電感電流也就不同（隨輸入電壓vin(t(n))及占空比d(n)變化），所以電感電流具有良好的電流跟蹤特性。

2.2 交錯并聯(lián)CCM Boost PFC電路不均流原理

如圖1的交錯并聯(lián)Boost PFC電路，電感L1與電感L2大小相等為L。

對于電感L1由式(8)、式(9)可得：

對式(14)、式(15)分析可得：在t(n)+d(n)T時刻與t(n+1)時刻的電感L1與電感L2之間均會存在電流差，如圖3所示。

實際電感電流iL1與iL2跟蹤給定輸入電流iLref的波形如圖4所示，不均流現(xiàn)象明顯。

3占空比補償控制環(huán)

由上文分析，交錯控制中開關(guān)管的導(dǎo)通延遲導(dǎo)致iL2電流不能很好地跟蹤給定電流，發(fā)生不均流。

為保證電感電流iL2能很好地跟蹤給定電流，在如圖1(a)所示的傳統(tǒng)平均電流控制的基礎(chǔ)上進行改進，將占空比補償環(huán)加入傳統(tǒng)電流內(nèi)環(huán)補償均流占空比，使電感電流iL1與電感電流iL2均能很好地跟蹤給定電流，達到均流目的。引入占空比補償控制環(huán)后的控制圖如圖5所示。

3.1 占空比補償控制環(huán)的原理

為使交錯并聯(lián)CCM Boost PFC變換器并聯(lián)兩模塊實現(xiàn)均流，考慮只有兩模塊并聯(lián)，所以設(shè)計占空比補償控制環(huán)時，只需在其中一條支路中加入占空比補償控制環(huán)，當(dāng)這一支路電感電流通過均流占空比補償后達到總電流的1/2時，另一支路的電流必定也為總電流的1/2，達到了兩支路均流的目的。

由前文對不均流原理的分析，交錯控制中開關(guān)管的導(dǎo)通延遲產(chǎn)生很小的輸入電壓增量Δvin，導(dǎo)致電感電流iL2不能很好地跟蹤給定電流，兩支路電流形成電流偏差。所以，在電流偏差源支路（電感L2支路）的電流環(huán)中加入占空比補償環(huán)節(jié)，將均流占空比補償?shù)狡骄娏骺刂频碾娏鲀?nèi)環(huán)輸出的控制占空比中，使電感電流iL2為總電流的1/2，那么電感電流iL1也為總電流的1/2，實現(xiàn)了并聯(lián)兩支路的均流。

3.2 補償環(huán)節(jié)算法的設(shè)計

根據(jù)電感L2的支路電流給定值1/2(iLref)與實際值iL2的差ΔiL2占該支路電流給定值1/2(iLref)的比例得到電感L2支路的電流偏差程度：

交錯并聯(lián)CCM Boost PFC變換器的直流輸入電壓vin為整流橋輸出電壓的正弦半波，其變化范圍是零到峰值電壓vpk之間，vin在零附近時，控制占空比最大，vin為峰值時，控制占空比最小。所以在占空比補償控制環(huán)中，能夠用于補償?shù)木髡伎毡茸畲笾禐榭刂普伎毡鹊淖畲笾担?/p>

4 仿真驗證

基于MATLAB/Simulink仿真軟件對采用占空比補償電流控制策略的交錯并聯(lián)CCM Boost PFC變換器進行仿真研究。主電路參數(shù)為：電網(wǎng)電壓220 V，50 Hz；輸出電壓vo=400 V；電感L1=L2=800 μH；電容C=400 μF; 開關(guān)頻率為50 kHz；能夠用于補償?shù)木髡伎毡茸畲笾禐榭刂普伎毡鹊淖畲笾担?.78。

兩種控制策略下電感電流及總輸入電流波形、開關(guān)管電流波形分別如圖6、圖7所示。

仿真結(jié)果表明，采用占空比補償電流控制相較于傳統(tǒng)的平均電流控制均流效果明顯，并且開關(guān)管電流應(yīng)力明顯降低。

5 結(jié)論

由于交錯控制引起的兩并聯(lián)Boost支路不均流現(xiàn)象，本文在傳統(tǒng)平均電流控制策略的基礎(chǔ)上進行了改進，通過分析平均電流控制交錯并聯(lián)CCM Boost PFC變換器，采用了占空比補償電流控制策略，加入占空比補償控制環(huán)，讓均流占空比對平均電流控制的電流內(nèi)環(huán)輸出占空比進行補償，并對補償?shù)脑?、算法進行了分析，最后進行了仿真驗證。本文分析表明，占空比補償電流控制的交錯并聯(lián)CCM Boost PFC變換器不僅具有傳統(tǒng)平均電流控制策略的所有優(yōu)點，還實現(xiàn)了兩并聯(lián)Boost支路的均流，避免了因不均流引起的某一支路開關(guān)管電流應(yīng)力過大的問題。