為了消除時域同步正交頻分復用（TDS-OFDM）系統中的載波間干擾（ICl），通過假定信道在OFDM塊內呈線性變化，建立了TDS-OFDM在時交信道下的系統傳輸模型。在此基礎上采用一種決策反饋的方法來消除ICI。該方法使用偽隨機（PN）序列時域相關進行信道粗估計，并在一個OFDM塊內進行線性內插得到整個OFDM塊內的信道細估計。分析和仿真結果表明，該方法相對于TDS-OFDM系統的傳統方法有2 dB以上的誤碼率性能增益，并且復雜度與傳統方法相當。

正交頻分復用（OFDM），作為多載波技術中的一種，是對抗多徑衰落信道的有效方法，它使用并行數據傳輸和子信道交疊，通過采用保護間隔來對抗信道頻率選擇性。OFDM已被廣泛應用在廣播領域，如歐洲的地面數字電視傳輸標準（DVB-TCOFDM）和清華大學提出的地面數字電視傳輸方案（DMB-T TDS-OFDM）。

當信道變化較慢時，可以近似認為信道在一個OFDM塊內保持不變，那么信道均衡可以通過簡單的一階頻域濾波實現；但是，信道時變產生的時間選擇性衰落將導致子載波間的正交性受到破壞，產生載波間干擾（ICI）。當信道變化較快時，信道塊時不變的假設（即忽略ICI）必然會帶來系統性能的嚴重惡化。

為此，本文假定信道在一個OFDM塊內呈線性變化，建立了時域同步正交頻分復用（TDS-OFDM）的系統傳輸模型，并采用一種決策反饋的方法來消除ICl。基于TDS-OFDM的PN序列作為幀頭的幀結構特點，通過PN序列時域相關得到信道沖激響應的粗估計，然后在OFDM塊內做線性內插得到信道沖激響應的細估計。仿真結果表明，在快速時變信道下，該方法相對于傳統方法有明顯的性能改善，并且具有較低的復雜度。

1 TDS-OFDM系統傳輸模型

圖1給出了TDS-OFDM系統的幀結構示意圖。TDS-OFDM系統的信號幀由幀頭和幀體數據2部分組成。作為保護間隔的幀頭，由PN序列循環前綴、PN序列和PN序列循環后綴組成。PN序列循環前綴的長度可根據信道最大多徑時延來定制。

圖2給出了TDS-OFDM的基帶傳輸系統框圖。在發送端，每N（N=3 780）個數據組成一個幀體向量，通過快速傅里葉反變換（IFFT）得到時域幀體向量x，由PN序列循環前綴、PN序列和PN序列循環后綴組成的幀頭向量P被插入來作信道估計。然后通過并串轉換得到發送信號s。在接收端，采樣后的數據r被分為幀頭部分u和幀體部分v。幀頭部分被用來作信道估計，通過本地產生一個相同的PN序列與接收到的幀頭數據作時域相關得到信道粗估計，再經過線性內插得到信道細估計。使用該信道細估計來消除幀頭對幀體的干擾，這樣TDS-OFDM信號可以等價于零前綴OFDM（ZP-OFDM）信號，再通過交疊相加方法（OLA），ZPOFDM信號等價于循環前綴OFDM（CP-OFDM）信號。由于信道估計的誤差，在進行上述處理時會帶來額外的噪聲，但由于幀頭長度相對于幀體長度較小，并且在通常的信噪比和多普勒頻移范圍內，信道估計的精度是足夠高的，因此這種額外的噪聲可以被忽略。將使用上述兩種操作后的幀體數據b通過FFT得到，然后采用一種決策反饋的方法來消除ICI，得到對發送數據的估計。

本文假定系統已經精確同步。設信道的沖激響應為h［m，l］=h（mTs，l）（Ts為采樣間隔，l=0，1，…，L-1，L代表多徑的個數）?？紤]信道在OFDM塊內的變化，那么，在接收端，經過處理后的幀體部分可以表示為

本文假設信道在OFDM塊內呈線性變化，即hBody［m，l］可以表示為

2 ICI消除方法

根據式（9），對X的估計為

但是，由于上式的復雜度很高，為o（N3）次復數乘法運算，所以很難在實際中使用。為此，基于線性內插的信道估計方法，本文在TDS-OFDM系統中采用了一種基于決策反饋的ICI消除方法。

2．1 決策反饋ICI消除方法

首先，忽略式（9）中的ICl分量，得到對發送數據的一個粗估計

再從Y中扣除所得的ICl分量估計，可以得到無ICI的數據估計如下式所示：

以上為TDS-OFDM系統的基于決策反饋的ICI消除方法，其實現框圖如圖3所示。由于FFT的復雜度為o（N），那么總的實現復雜度為2o（N）+4N，即o（N）?？梢钥闯?，這種方法的復雜度比直接按式（10）進行均衡的方法所需要的復雜度o（N3）要低很多，并且和傳統方法的復雜度在一個數量級上。

下面分析該方法的ICI消除性能。ICI消除前的平均信干比為

其中Qp，q代表矩陣Q的第p行第q列的元素。圖4給出了ICI消除前和ICI消除后的信干比隨多普勒變化的仿真曲線?？梢钥闯觯S著Doppler頻移的增加，系統的信干比性能明顯下降。該ICI消除方法在使用估計的信道參數和理想的信道參數時，性能差異不大。在所給的多普勒頻移范圍內，即使使用估計的信道參數，該方法相對于沒有采用ICI消除的方法，仍可以獲得20 dB左右的信干比改善。

2．2 信道估計方法

為了有效地進行ICI消除，必須有準確的信道估計作為基礎。本小節給出了TDS-OFDM系統在時變信道下的信道估計方法，即如何得到。在TDS-OFDM系統中，每個信號幀包含了一個已知的PN頭作為幀頭，它被用作時域導頻信號來進行信道估計。由于幀頭長度相對于幀體長度小得多，可以近似認為信道在一個幀頭的時間間隔內保持不變，記為hHead［l］，那么，接收到的幀頭數據可以表示為

其中為發送的幀頭向量（包括PN循環前綴、PN序列和PN循環后綴）。將接收到的幀頭數據與本地產生的PN序列做時域相關可以得到幀頭處的信道沖激響應估計，稱之為信道粗估計，由下式表示：

其中：代表當前幀的信道粗估計；代表下一幀的信道粗估計。將式（20）和（21）帶入式（5）就可以得到OFDM塊內信道沖激響應hBidy［m，l］的估計。由于TDS-OFDM系統使用了時域導頻的幀結構，才能利用PN頭時域相關得到的相鄰兩幀的信道估計，進行線性內插得到塊內的信道細估計。該信道估計的方法非常簡單并且有效。

為了分析分析信道估計的性能，定義信道估計的平均歸一化均方誤差為

其中M代表仿真的OFDM塊個數。

圖5和圖6分別給出了信道估計的歸一化均方誤差隨信噪比和Doppler變化的仿真曲線。其中：PS代表本文中使用的信道估計和ICI消除方法；CS代表假定信道塊時不變的傳統方法，即假定jBody［m，l］=hHead［l］；AS代表假定信道塊時不變的改進方法，即假定可以看出，當信噪比很低時，PS相對于CS和AS的信道估計性能優勢并不明顯，但隨著信噪比增加，PS相對于CS和AS有著明顯的性能優勢，如在信噪比為20 dB時，PS相對于CS和AS分別有20 dB和13 dB的信道估計歸一化均方誤差性能增益。這3種方法的性能隨Doppler頻移的增加而惡化的趨勢相似，當Doppler頻移在40 Hz和200 Hz時，信道估計歸一化均方誤差性能有大約15 dB的差異。

3 仿真結果

仿真信道如表1所示，TDS-OFDM系統參數為：采樣速率7．56MSPS，幀體數據長度3 780，幀體持續時間500 μs，子載波間隔2．O kHz，幀體調制方式16QAM，幀頭長度420，PN序列長度255，PN序列循環

綴長度50，PN序列循環后綴長度115。對信干比、信道估計歸一化均方誤差和誤比特率進行了系統仿真，仿真結果如圖4-7所示。

從圖4可以看出，使用了ICI消除后系統信干比相對于ICI消除前有大約20 dB的增益，這說明了該方法的有效性。從圖5和圖6可以看出，多普勒頻移的增加會帶來信道估計性能的惡化，同時本文提出的基于塊內線性內插的信道估計方法的性能明顯優于假設信道塊時不變的傳統方法。

圖7給出了Doppler頻移為60Hz以及120Hz時各種方法的誤比特率隨信噪比變化的曲線?？梢钥闯?，PS方法的系統誤比特率性能要明顯優于CS方法和AS方法，如在信噪比為30 dB、多普勒為60Hz時，CS、AS和PS的誤比特率分別為0．02、0．001、0．000 2。當誤碼率在10-2時，PS方法相對于AS和CS方法有2 dB以上的誤比特率性能增益。隨Doppler頻移的增加PS方法的性能惡化相對于CS和AS方法并不明顯，對Doppler具有較強的魯棒性，如當信噪比保持為30 dB、多普勒為120Hz時，CS、AS和PS的誤比特率分別增加到0．2、0．0l、0．000 7。由于CS和AS方法都未考慮信道在一個OFDM塊內的變化，忽略了信道時變帶來的ICI的影響，相對于PS方法，必然會有性能的損失。

4 結 論

基于信道在一個OFDM塊內呈線性變化的假設。本文研究了一種應用于TDS-OFDM系統的ICI消除方法。同傳統方法相比，可以獲得2 dB以上的誤碼率性能改善。同時，該方法的計算復雜度與傳統方法相當，為o（N）。