這種變換器輸出電壓決定原邊半橋的上管工作的導通時間,原邊半橋的下管工作在COT固定導通時間,其導通時間由諧振頻率所決定,非對稱反激變換器電路結構如圖1所示,若輸出整流二極管換為功率MOSFET,則稱為同步整流。非對稱反激變換器工作的波形如圖2所示。
相關元件符號和物理量的規定:
S1:原邊半橋高端功率管,上管
S2:原邊半橋低端功率管,下管
DR;次級整流二極管
Cr:原邊串聯諧振電容
Lm:變壓器原邊激磁電感
Lr:變壓器原邊漏感
SR;次級同步整流功率管
Np:變壓器原邊繞組匝數
Ns:變壓器次級繞組匝數
n:變壓器的匝比,n = Np/ Ns
VSW:半橋連接的開關接點電壓,也是S2的D、S兩端電壓
iLm:變壓器原邊激磁電感的電流
iLr:變壓器原邊漏感的電流
iDR:次級整流二極管的電流
(a)非對稱反激變換器
(b)非對稱同步整流反激變換器
圖1:非對稱反激變換器電路結構
圖2:非對稱反激變換器工作波形
工作原理分析
非對稱反激變換器的一個開關周期可分為6個工作模式,分別分析如下。
1、模式1:T0-T1
開關狀態:S1處于導通,S2處于截止,DR處于截止。
變壓器Lm和Lr的電流從0開始增加,諧振電容Cr充電,沒有能量傳輸到次級的輸出負載。
T1時刻,S1關斷。
圖3:模式1的等效電路
2、模式2:T1-T2
開關狀態:S1處于截止,S2處于截止,DR處于截止。
T1時刻,S1關斷,(Coss1+Coss2)和(Lr+Lm)諧振,Coss1充電,Coss2放電,直到T2時刻,Coss1的電壓充電到VIN,Coss2的電壓放電到0。
圖4:模式2的等效電路
Coss2的電壓VSW放電到0后,其體內寄生二極管DS2導通,將其二端電壓箝位到0。
3、模式3:T2-T3
開關狀態:S2處于導通,S1處于截止,DR處于截止。
T2時刻,DS2導通箝位。在T2之后某一時刻開通S2,此時由于DS2導通,S2的VDS電壓為0,因此S2是零電壓開通ZVS。
(a)模式3的DS2導通
(b)模式3的S2 ZVS開通
圖5:模式3的等效電路
這個階段開始時,諧振電容的電壓VCr會稍微增加,次級繞組Ns的正偏電壓也會增加,但其電壓仍低于輸出電壓Vo,因此次級整流二極管DR不會導通。
在T3時刻,次級繞組的電壓VNs增加到輸出電壓Vo,因此次級整流二極管DR導通。
4、模式4:T3-T4
開關狀態:S2處于導通,S1處于截止,DR處于導通
在T3時刻,DR導通,輸出電壓反射到原邊繞組Np,其電壓變為:
VNp = -nVo
此時,Lm和Lr分開,形成各自的回路:
(1)Lm電感儲存的能量通過次級繞組,向輸出負載傳輸。
(2)Lr、Cr和電壓源-nVo串聯諧振,滿足下面條件:
諧振電容Cr反射到次級輸出端,次級電流波形為正弦波,其頻率就是變壓器的寄生電感和諧振電容Cr所決定,這部分能量也通過次級繞組,向輸出負載傳輸。
因此,次級整流二極管的電流iDR為iLr和iLm的電流差值:
iDR = (iLm–iLr)*n
在這個階段,Lr和Cr串聯諧振,iLr過0后,反向繼續諧振;然后,經過一段時間, iLm也過0,反向激磁繼續增加。
(a)模式4的DR導通
(b)模式4的iLr過0后反向增加
(c)模式4的iLm過0后反向增加
圖6:模式4的等效電路
在T4時刻,iLr和iLm的電流相等:
iLr=iLm
次級繞組的電流減小到0,DR關斷,ZCS關斷,同時,在T4時刻,S2關斷。
5、模式5:T4-T5
開關狀態:S1處于截止,S2處于截止,SR處于截止。
T4時刻,同時關斷SR和S2,(Coss1+Coss2)和(Lr+Lm)諧振,Coss1放電,Coss2充電,直到T5時刻,Coss2的電壓充電到VIN,Coss1的電壓放電到0。
圖7:模式5 的等效電路
Coss1的電壓放電到0后,S1的體內寄生二極管DS1導通,將其二端電壓箝位到0。
6、模式6:T5-T6
開關狀態:S1處于導通,S2處于截止,SR處于截止。
T5時刻,DS1開通,Lr和Lm的電流相等且同時反向激磁,增加到反向電流的最大值;然后在正向電壓的作用下,從反向電流的最大值逐漸減小,在T6時刻其電流減小到0,然后繼續正向增加,進入下一個同期。
在T5之后某一時刻開通S1,此時由于DS1導通,S1的VDS電壓為0,因此S1是零電壓開通ZVS。
(a)模式6的DS1導通
(b)模式6的S1 ZVS導通
(c)模式6的Lm正向激磁
圖8:模式6的等效電路
圖2:非對稱反激變換器波形
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