開關DC-DC電壓轉換器（“開關穩壓器”）與線性穩壓器相比具有一些關鍵優勢。其中最主要的是效率和靈活性;開關穩壓器可以輕松升壓（升壓），降壓（降壓）和反轉電壓。當代模塊化芯片結構緊湊，可靠，可從多個供應商處獲得。但是，這種靈活性需要付出代價。復雜性增加。對于熟悉線性穩壓器優雅的工程師來說，設計一個基于開關設備的電源可能有點令人生畏。克服挑戰的關鍵是了解黑色芯片內部的情況。

開關穩壓器工作的最基本原則是通過金屬氧化物的高頻開關獲得電壓調節半導體場效應晶體管（MOSFET），由脈沖寬度調制（PWM）控制，將其能量饋送到電感器。然后，電感器充當儲能器，在MOSFET“關閉”期間提供電流。

晶體管開關是一種調節電壓的巧妙方法，可使開關穩壓器的效率達到80％至95％甚至更高。缺點是開關會增加電壓輸出的噪聲（紋波），并導致設計過程中出現大部分復雜性，因為它會引入電磁干擾（EMI）問題。

只是為了讓事情變得更具挑戰性，許多現代應用需要大量的輸出負載。在低負載時，MOSFET“關斷”期間的電感電流可降至零，開關穩壓器進入“非連續模式”，這可能導致意外的電路工作。

本文解釋了正常（“連續”）之間的區別操作和不連續模式，突出了開關穩壓器在不連續操作期間的行為的獨特方面。然后，本文將解釋電感的選擇如何影響非連續模式的開始以及制造商如何調整其芯片以利用不連續操作。

降壓開關穩壓器操作

圖1顯示了基本的降壓開關調節器電路用MOSFET表示開關。圖2顯示了該開關穩壓器產生的波形（假設電路由“理想”元件組裝而成）。

圖1：基本降壓開關穩壓器電路。 （由Analog Devices提供）

在下面的分析中，假設該值輸出電容器（“C”）的輸出電壓在開關“ON”和“OFF”時間內變化不大。在MOSFET的“導通”周期（由PWM脈沖序列確定）期間，在電感兩端感應出等于VIN - VOUT的電壓，電感電流以等于（VIN - VOUT）/L的斜率上升。當開關變為“OFF”時，電流流過電感并進入負載（注意電感中的電流不能瞬間改變），二極管提供返回電流路徑。電感上感應的電壓現在等于VOUT，但極性現在已經反轉。

電感中的電流隨著斜率等于-VOUT/L而減小。請注意，電感電流始終等于降壓開關穩壓器的輸出電流。在這種工作模式下，電感電流永遠不會降至零，因此電路始終工作在連續模式，開關穩壓器的電壓輸出可以從輸入到輸出的經典方程計算：

許多現代應用的負載變化很大。在低負載時，存在閾值，其中電感器電流最終達到零并且開關調節器進入不連續操作。圖1所示為非連續工作期間圖1所示開關穩壓器的波形。

圖3：圖1所示的開關穩壓器在非連續工作期間的波形。 （由Analog Devices提供）

在MOSFET“導通”周期期間，電路的工作不變，電感電流很快就會上升。然而，在MOSFET“關閉”時間期間，存在兩個獨特行為區域。最初，電感電流的下降與連續模式下的電壓一樣，但由于輸出電流最初相對較低（由于低負載），因此電感電流很快降至零。由于MOSFET處于“關閉”狀態，因此沒有通過二極管的傳導路徑。因此，電感輸入側的電壓（與MOSFET和二極管的結點相同）會跳至VOUT，導致繞組上的零電壓保持零電流。

此時電路可以展示可能需要設計師干預的獨特行為。特別是，由于MOSFET和二極管的結點處的阻抗很高，因為電感器由于雜散二極管和開關電容而諧振，所以會發生振鈴（不希望的持續和瞬態振蕩）。工程師應該檢查振鈴是否產生不可接受的EMI水平，如果是這樣，用一個合適的RC“緩沖器”來抑制振鈴，但代價是額外的功耗，從而略微降低效率。

有可能計算出點開關調節器將進入不連續模式。圖4顯示了MOSFET開關“導通”的精確時刻電感電流達到零。

圖4：開關穩壓器電感電流在切換精確時刻達到零的波形。 （由Analog Devices提供）

通過對該波形的分析，可以看出，如果出現以下情況，開關穩壓器將進入非連續模式：

其中f是開關頻率。

升壓開關穩壓器操作

升壓開關穩壓器的不連續操作類似于降壓器件，但進入該模式的標準不同。圖5顯示了典型升壓轉換器的電路，圖圖6示出了合成波形

圖5：基本升壓開關穩壓器電路。 （由Analog Devices提供）

圖6：圖5所示開關穩壓器的波形。（由Analog Devices提供）

在這種情況下，開關穩壓器的輸出可以從公式計算：

與降壓器件一樣，在低負載情況下，升壓調節器的電感電流可能會降至零，并且器件可能會進入不連續狀態模式。同樣，振鈴發生是因為電感器由于雜散二極管和開關電容而諧振，并且可能需要緩沖電路。但是，在這種情況下，進入不連續模式的閾值是：

防止不連續模式

許多芯片供應商都提供集成開關穩壓器，將開關元件，二極管和PWM控制器集成到一個器件中。然而，通常，電路設計者選擇輸入和輸出電容器以及電感器。供應商應用筆記中有大量關于如何選擇這些元件的信息，這些信息表明電感的選擇在很大程度上取決于電感電流和開關頻率的所需峰峰值。 （參見TechZone文章“電感器在完成基于功率模塊的解決方案中的作用”）。

對于給定的工作頻率，較大的電感會降低峰峰值電流（因為電流上升和下降）這種繞組比較淺。這意味著如果設計人員預計開關穩壓器將花費大部分時間處于低功耗模式，那么仔細選擇電感將確保器件不會進入非連續模式。在過去的日子里，這是一個優點，因為一些開關穩壓器無法在非連續模式下工作，雖然其他人可以應對它，但在連續模式下性能通常更好。此外，在連續模式下的操作允許從給定的輸入電壓和開關電流額定值中提取最大輸出功率。1但是，這種方法也有一些主要的權衡：更大的電感增加了電路區域，更昂貴，并可能降低穩壓器的效率。

如今，芯片供應商已經解決了工程師的困境，許多現代電源模塊完全擅長以非連續模式運行，幾乎不會影響整體性能或產品壽命。這種能力使設計人員能夠利用更小的電感，即使他的產品注定要在低負載狀態下花費大量時間。

暫停操作

現代開關穩壓器允許工程師相對較小在非連續模式下操作他或她的電源的放松觀點 - 提供他們處理可能出現的任何EMI問題。但是，工程師應該意識到開關轉換器的效率在低負載時會明顯減少。對于經常在“待機”或“睡眠”模式下長時間使用的電池供電設備，低效操作可能導致電池壽命比預期更短。

這種低效率的主要原因是在開關操作期間MOSFET的損耗。在正常負載下，這種損失是微不足道的，但在低負載時它開始占主導地位。硅供應商采用的常見技術是克服低負載時的低效率，即讓開關穩壓器進入非連續模式，然后暫停開關。然后，當輸出電壓降至調節閾值以下時，啟動新的循環。請注意，在此模式下工作時，開關頻率不再固定 - 而是與負載電流成正比 - 因此可能會產生一些額外的EMI挑戰（請參閱TechZone文章“限制開關DC/DC轉換器低效率的技術”）低負載“）。

Maxim的MAX8632降壓開關穩壓器，針對便攜式計算機應用，采用這種”脈沖跳躍“技術。該芯片可在2至28 V電源下提供0.7至5.5 V輸出，最高15 A。當在低負載下工作時，芯片中的比較器檢測到通過電感的電流何時反轉并打開開關，允許MOSFET的體二極管阻止反向電流，從而器件進入非連續模式。當輸出電壓下降得太低時，開關重新啟動。

ADI公司的ADP2503采用了類似的技術，該公司稱之為“省電模式”（PSM）。在此模式下，當負載電流標稱值降至75 mA以下（VIN = 3.6 V）時，控制器上拉VOUT，然后停止開關狀態，直到VOUT恢復為重啟值。然后再次上拉VOUT以進行新的循環。當負載上升到150 mA以上時，器件將恢復為固定PWM模式。 ADP2503在2.3至5.5 V的輸入范圍內提供2.8至5.5 V的輸出電壓。輸出電流高達600 mA（圖7）。

圖7：低電平負載，ADI公司的ADP2503進入省電模式以提高效率。

就其本身而言，德州儀器（TI）提供一系列具有脈沖跳躍功能的開關穩壓器。一個典型的例子是TPS63036高效率（高達94％）降壓/升壓開關穩壓器。這是一款微芯片級封裝（CSP）穩壓器，工作輸入電壓為1.8至5.5 V，輸出電壓為1.2至5.5 V.輸出電流高達800 mA。

TPS63036進入PSM時平均電感電流下降低于約100 mA。當器件進入PSM時，它會停止開關直到輸出電壓達到閾值 - 此時調節器再次使輸出電壓上升，通過使用高于當前負載條件所需的編程平均電感電流開始操作。當電感電流上升到100 mA以上時，穩壓器恢復正常PWM工作。

謹慎選擇

許多現代開關穩壓器可以輕松處理非連續工作模式，多家制造商通過暫停低開關操作來積極應用該技術負載以提高效率。盡管如此，如果工程師想要避免不連續模式和脈沖跳躍操作的潛在EMI影響，可以通過明智地選擇穩壓器的電感來限制電感電流的峰峰值紋波，從而實現功率電源永遠不會進入非連續模式。另一種選擇是仔細考慮開關穩壓器的工作范圍，并將其與精確滿足該范圍的器件相匹配。工程師可能會“過度指定”開關穩壓器，從而在高功率端提供過大的安全裕度。這通常意味著器件以比更適中的器件更高的功率進入不連續模式，但仍然能夠完成這項工作（。

如果最終產品始終以低電流工作，那么值得考慮的最終解決方案是開關電容器或“電荷泵”器件。這是一個電壓調節器，它使用電容器代替電感器作為儲能元件，因此避免了不連續的操作。