為了減小輸出電容和電感的尺寸以節省印刷電路板（PCB）空間，越來越多的高輸入電壓DC/DC轉換器在更高的開關頻率下工作。然而，隨著輸出電壓降至5V和更低，設計更快的開關高輸入電壓降壓DC/DC轉換器由于幾個原因變得越來越困難。其中的關鍵是較低的工作周期。因此，工作頻率超過1 MHz的轉換器會以更多的方式影響電源系統，而不僅僅是其尺寸和效率。因此，在設計具有高輸入和低輸出電壓的高開關頻率DC/DC轉換器時存在折衷。本文探討了一些設計實例，這些實例證明了在較高頻率下切換高輸入電壓降壓DC/DC轉換器的好處和缺陷。

為了解釋這些權衡，德州儀器工程師建造了三個獨立的電源，每個電源的開關頻率分別為100，300和750 kHz。如應用筆記“設計高頻，高輸入電壓DC/DC轉換器的挑戰”所述，1所有三個DC/DC轉換器設計的輸入電壓為48 V，而輸出電壓為5 V，輸出電流為1A。根據設計人員的說法，這種降壓轉換器通常用于為5 V邏輯USB供電或作為中間總線轉換器來驅動電路板上的其他負載點（POL）穩壓器。

在構建耗材之前，工程師建立了一些設計約束。例如，可接受的紋波電壓設置為輸出電壓的1％，在這種情況下達到50 mV。此外，所選擇的峰峰值電感電流為0.5 A.每種設計均基于圖1中的電路，采用TI的TPS54160，2.5 MHz，60 V，1.5 A降壓DC/DC轉換器，集成MOSFET。

圖1：基于TPS54160的高頻高輸入電壓降壓轉換器用作評估設計性能的參考電路在三個不同的頻率。

選擇濾波器組件

以下公式用于計算每個設計實例的輸出電感器和電容器的值。

對于電感，V = L×di/dt

上述公式進一步重組為：

其中占空比D = VOUT/VIN = 5-V/48-V = 0.104，ΔI= 0.5峰 - 峰值，fs是開關頻率，VDiode是所用二極管的正向壓降。

類似地，對于電容器，

I = C×dv/dt

重新組合上述等式，C給出為

其中ΔI= 0.5 A峰值 - 到峰值，ΔV= 50 mV，fs是開關頻率。

在根據公式2b選擇這些設計的電容器時，工程師認為所選的電容器具有可忽略的等效串聯電阻（ESR），這對陶瓷電容器來說是正確的。因此，由于它們的低電阻和小尺寸，所有三種設計都選擇了陶瓷電容器，如應用說明中所述。此外，TI建議等式2b的分子中的乘法器2考慮與DC偏置相關的電容降。通常，大多數陶瓷電容器的數據表中都沒有考慮到這種影響，TI的設計人員也是如此。

使用圖1中的參考電路，設計人員評估了三種不同解決方案的性能，每種解決方案的工作頻率分別為100，300和750 kHz。基于使用等式1a至2b的計算選擇的輸出濾波器組件L1和C2的值與組件大小一起列于表1中。由于誤差放大器的補償元件是單獨計算的，因此不在本討論中介紹。

開關頻率（kHz）電容C2（μF/尺寸）電容器面積（mm2）電感器L1（μH）電感器面積（mm2）總計面積（mm2）100 47/1206 18.9 100 150 420 300 10/0805 11.5 33 43.5 192 750 4.7/0603 6.5 15 43.5 182

表1：輸出濾波器元件L1和C2的值，開關頻率為100，300，和750 kHz。

優點和缺陷

最小輸出電壓取決于DC/DC轉換器IC的最小導通時間和占空比（輸出電壓與輸入電壓之比），因此可以輕松計算。最小占空比通過將最小導通時間乘以開關頻率來計算（表2）。一旦知道了最小占空比，就可以通過將VIN乘以最小占空比來計算可達到的最低輸出電壓，如表2所示。可以看出，最低輸出電壓也受到轉換器參考電壓的限制，對于TPS54160，開關頻率為0.8 V.

開關頻率最小占空比最小VOUT為48 VIN（V）100 kHz 0.013 0.8（VREF）300 kHz 0.039 1.87 750 kHz 0.098 4.7 1 MHz 0.13 6

表2：最小輸出電壓基于130 ns最小導通時間，分別為100 kHz，300 kHz，750 kHz和1 MHz的開關頻率。

表2表明設計人員根本無法切換到更高頻率以減小組件的尺寸。例如，該表顯示在1 MHz開關和130 ns導通時間時，最低可能輸出電壓限制為6 V.低于6 V意味著跳過脈沖，這會導致更高的紋波電壓和噪聲。實際上，限流電路可能無法正常工作，因為轉換器IC可能無法響應大電流尖峰。因此，表2表明，對于5 V輸出，可與TPS54160一起使用的最高頻率為750 kHz。在選擇更高的開關頻率之前，TI設計人員建議檢查DC/DC轉換器IC的數據表，以確保最小可控導通時間。

由于效率和功耗是DC/DC轉換器設計的重要方面，并且它們取決于開關頻率，功率MOSFET和輸出電感，因此TI工程師仔細檢查了這些功能和相關組件。他們發現，與功率轉換效率相關的總功耗來自MOSFET驅動，開關和電感器損耗。 FET導通電阻和IC損耗是一致的，因為在所有三種設計中使用相同的IC和MOSFET。由于在每種設計中都選擇了具有低ESR的陶瓷電容器，因此認為電容器損耗可以忽略不計。

圖2中繪制了在三個不同頻率下切換的參考轉換器電路的測量效率性能。但是，此情況下的輸入電壓為5 V.該圖表明降壓轉換器效率隨著開關頻率的增加而降低。/p》

圖2：測得的性能表明，對于相同的輸入輸出電壓比，開關頻率增加時，降壓轉換器的效率會降低。

應該注意的是，當輸入電壓較高時，這些效率數字會進一步下降，尤其是48 V，因為階躍比現在變得更高，導致更高開關頻率下的更多損耗。為了提高所需高頻率下的效率性能，TI建議使用具有極低漏極 - 源極導通電阻，低柵極電荷以及滿載時低靜態電流規格的功率MOSFET。此外，利用具有較低ESR的電容器和電感器有助于進一步減少損耗并提高效率。

表1中的數據反映了電容和電感尺寸與頻率的關系。雖然100 kHz和750 kHz設計之間的總面積可節省近250 mm2，但濾波器尺寸減小50％，電路板空間減少55％，必須采用遞減收益定律。簡而言之，頻率越高并不意味著電感器尺寸會相應下降。如該表所示，300 kHz和750 kHz的電感占據相同的面積。

另一個性能參數是瞬態響應。基于開關頻率，TI工程師已將表3中參考轉換器電路的實際瞬態響應制成表格.TI指出，設計人員必須確保功率IC的誤差放大器具有足夠的帶寬以支持高交叉頻率。對于TPS54160，誤差放大器的單位增益帶寬通常為2.7 MHz。表3顯示瞬態響應在較高頻率下更好，電壓過沖也較低。

開關頻率（kHz）交叉頻率（kHz）相位裕度響應時間（μs）電壓峰值（mV）100 10 60°1000 350 300 30 60°300 300 750 60 50°150 240

表3：對于參考轉換器電路，瞬態響應在更高的開關頻率下更好，并且電壓過沖更低。

最后，TI工程師檢查了抖動噪聲，這似乎是高轉換率和更高開關頻率的問題。當占空比很小時，抖動噪聲成為開關脈沖的較大百分比。

總之，設計高頻開關轉換器需要權衡利弊。雖然在尺寸，瞬態響應，電壓過沖和欠射等方面存在一些優勢，但是缺陷是效率降低和功耗增加，這需要PCB上的散熱片或更多的銅。此外，抖動噪聲也會隨著頻率而增加。