DC/DC 開關式電壓轉換器之所以能普及，關鍵在于其比線性穩(wěn)壓器在寬電壓輸入和輸出電流范圍內擁有高效的調節(jié)功能。 然而在較低負載條件下，轉換器 IC 自身的靜態(tài)電流會成為系統(tǒng)損耗的主要原因時，其效率優(yōu)勢也就消失殆盡了。

現(xiàn)在，領先的功率元件制造商已推出一系列“雙模式”開關式轉換器。為提升低負載條件下的效率，這些轉換器能在達到預設電流閾值時，自動從常用的脈寬調制 （PWM） 調節(jié)法切換至脈沖頻率調制 （PFM） 法。

本文介紹 PFM 的工作原理并解釋其優(yōu)勢和一些不足，然后考察一些晶片供應商如何在集成功率芯片中實現(xiàn)這一技術。

PWM 和 PFM

PWM 不是用來調節(jié)開關式轉換器輸出電壓的唯一技術。 這種技術不是通過改變固定頻率方波的占空比來調節(jié)電源輸出，而是采用恒定占空比，然后以調制方波頻率方式來實現(xiàn)調節(jié)。 采用恒定導通和關斷時間控制方式的 DC/DC 電壓轉換器是 PFM 架構的典型例子。

另外一個 PFM 例子就是所謂的滯后電壓轉換器。這種轉換器采用一種簡單調節(jié)方法，使 MOSFET 能根據轉換器檢測到的輸出電壓變化導通和關斷。 這種架構使輸出電壓在設定點左右往連續(xù)擺動，因此有時也稱作“紋波穩(wěn)壓器”或“雙滯環(huán)控制器”。 滯后作用用于保持預期運行，避免開關抖動。 因為滯后架構會根據電路的運行情況改變 MOSFET 的驅動信號，所以開關頻率會改變。

PFM 架構在 DC/DC 轉換方面確實擁有一定的優(yōu)勢，具體包括更優(yōu)的低功耗轉換效率、更低的總解決方案成本和簡單的轉換器拓撲結構，這種架構不需要控制環(huán)補償網絡，但由于一些明顯的不足而不及 PWM 受歡迎。

首先是 EMI 控制。 相對于工作頻率范圍寬的器件，固定開關頻率轉換器的濾波電路更易于設計。 第二，PFM 架構容易在輸出端導致更大的電壓紋波，進而給被供電的敏感性硅器件造成問題。 第三，低頻（或甚至頻率為零）的 PFM 會增加開關轉換器的瞬態(tài)響應時間，導致一些便攜式應用響應緩慢，引起客戶不滿。

然而，將 PWM 架構的優(yōu)點與單晶片“雙模式”開關轉換器中的 PEM 器件的優(yōu)點相結合，制造商能為我們提供在整個運行范圍內具有高效率的解決方案。 與 PFM 有關的 EMI 問題已大大緩解，此類干擾的根本原因是高電流和高電壓條件下的快速切換，反之，在雙模式芯片中，僅在低電流和低電壓運行時才會變頻運行。

開關穩(wěn)壓器中的能量損耗

最常見的開關設備調壓技術是采用振蕩器和 PWM 控制器產生方形脈沖波， 這種方波會按照通常為數百兆赫茲范圍內的一組頻率，對裝置的內部 MOSFET（或者同步設備中的 MOSFET）進行切換操作。 （如果不考慮更嚴重的電磁干擾 ［EMI］，就允許采用體積越小的磁性元件。） 穩(wěn)壓器的輸出電壓與 PWM 波形占空比成比例關系。

這種技術一般情況下運行良好，但低頻時效率降低。 要了解其中原因，就需要考慮那里出現(xiàn)損耗，即穩(wěn)壓器輸入端吸取的能量沒有傳輸至輸出端的負載。

開關穩(wěn)壓器有四大損耗源。 首先是對 MOSFET 柵極電容進行充放電所用的能量造成的動態(tài)損耗，這是晶體管高頻運行時的最大損耗。 電流流經漏源通道且該通道上壓差顯著時發(fā)生開關損耗。 當功率開關元件的近零通道電阻流過高電流時，會出現(xiàn)其它 MOSFET 損耗。 （這就是功率元件制造商努力減小產品“導通電阻”的原因。）

除開關元件外，開關穩(wěn)壓器電路中的無源器件也容易出現(xiàn)低效率。 電感器損耗包括導通（繞組中）損耗和磁芯損耗。 電容器損耗通常與元件的等效串聯(lián)電阻 （ESR） 有關，并由器件的電容大小、運行頻率和負載電流決定。

開關穩(wěn)壓器有兩種實施方法。 工程師可以利用分立元件從零開始構建一個開關穩(wěn)壓器，或者在 Texas Instruments、Linear Technology 和 Fairchild Semiconductor 等主要半導體供應商提供的許多種轉換器 IC 中，為他們的電源選擇一種，然后構建一個開關穩(wěn)壓器。 模塊的優(yōu)勢在于其設計過程簡化。 （請參見 TechZone 中的《DC/DC 穩(wěn)壓器：如何在分立式和模塊化設計之間選擇》

然而，轉換器 IC 本身會增加開關穩(wěn)壓器的總損耗。 例如， 一些能量需要為放大器、比較器和基準提供內部偏置電流，但 IC 的主要損耗與 PWM 控制器的內部振蕩器和驅動電路有關。 相對來講，此類損耗在開關穩(wěn)壓器驅動高負載時不明顯，但隨著負載減小，與開關動作和外部無源器件有關的損耗會降低，而與轉換器有關的損耗則保持不變。

這種情況有時會讓便攜式產品設計人員進退兩難。 面臨壓力的工程師會想方設法控制電池預算，因此選擇一款高效率開關穩(wěn)壓器（如與線性穩(wěn)壓器比較）似乎是一種再明顯不過的選擇。 （參見 TechZone 中的《延長鋰離子電池續(xù)航時間的設計方法》） 然而，便攜式產品在低功耗“待機”或“休眠”模式下時間相當長，其中，對開關轉換器的要求則比較溫和，且開關穩(wěn)壓器的運行效率相對較差。

典型的手持式設備在完全運行時的電流消耗約為 1 安培，但在待機或者休眠模式下則小于 1 毫安。 考慮到轉換 IC 保持運行狀態(tài)時就需消耗多達幾個毫安的電流，低負載條件下的低轉換效率會讓人有些感到意外，因為穩(wěn)壓器總負載電流中相當大的一部分是靜態(tài)電流。

提升能效

為解決主要損耗問題（即與 PWM 控制器的內部振蕩器和驅動電路有關的損耗），設計人員可在市面上的多種雙模式開關轉換器中選擇一種。 這些器件融合了正常 PWM 運行功能 PFM 技術（在 PWM 模式下運行時，這種技術的可變頻率通常遠低于正常固定頻率）

雙模式開關轉換器在中等到高電流之間運行時，進入連續(xù)導通模式（因此，電感器中的電流永遠不會降為零）。 負載電流減小時，轉換器會切換至斷續(xù)模式（當電感器中的電流由于輕負載確實降為零時）。 負載非常輕時，轉換器進入 PFM（有時被制造商稱作“省電模式 ［PSM］”）。 其他供應商會通過完全停止振蕩器將變頻運行的優(yōu)勢發(fā)揮到極致（通常指“脈沖跳躍”）。

應指出，低負載時使用 PFM 并不表示開關轉換器使用了 PFM 架構，而是使用了能夠在需要時利用 PFM 運行功能的 PWM 架構。

輕負載條件下，開關轉換器的輸出電容器能在開關脈沖的間隔時間內保持輸出電壓一段時間。 理想情況下，振蕩器在空載時可完全關閉，且輸出電壓由于輸出電容器的充滿狀態(tài)將保持恒定。 然而，寄生損耗會消耗電容器電能，且電路要求功率開關至少具有偶發(fā)脈沖，以保持調節(jié)過程中的穩(wěn)壓輸出。

在 PFM 運行期間，輸出功率與脈沖鏈的平均頻率成比例，并且輸出電壓低于由反饋控制回路測得的設定輸出電壓時，轉換器開始工作。 然后，轉換器的開關頻率持續(xù)升高，直到輸出電壓達到由設定輸出電壓和高于設定輸出電壓 0.8 - 1.5% 的電壓值確定的范圍內（如圖 1 所示）。

圖 1：PFM 改變穩(wěn)壓器的固定占空比脈沖鏈頻率，以滿足負載要求。

PFM 操作的負面影響

由于需要一個容差頻帶（非固定點）來檢測功率開關何時再次導通，因此在開關轉換器切換至 PFM 模式時能經常觀察到輸出電壓紋波增加。 如采用較窄容差頻帶，轉換器會提升開關頻率，造成省電能力減弱。 工程師必須在提升低負載能效和提升輸出電壓紋波之間找到平衡點。 圖 2a 和 2b 所示分別為 PWM 和 PFM 模式下的開關轉換器運行時的電壓紋波差異。

圖 2：PWM 模式 （a） 和 PFM 運行 （b） 的電壓紋波（感謝 Analog Devices 提供數據）。

在負載過渡期間，任何開關轉換器都會在高負載向低負載過渡時出現(xiàn)某種程度的過沖，或者由低負載向高負載過渡時出現(xiàn)下沖。 轉換器在 PSM 模式運行時，負載水平已很低，因此下一次負載過渡就是從低電流過渡到高電流（通常對應于由休眠向激活模式過渡）。 穩(wěn)壓器輸出端的負載提升經常會造成持續(xù)“輸出電壓陷”，直至轉換回路有時間對其做出響應。

一些開關轉換器具有將這種電壓陷降至最低的措施。 TI 的 TPS62400 采用“動態(tài)電壓定位”功能。 PSM 運行期間，輸出電壓設定點會稍有提升（如，提升 1%），以預計考慮負載突然升高時發(fā)生的即時電壓瞬間下降。 這樣會防止輸出電壓在初始負載過渡時跌落至所需的調節(jié)窗口以下。

一些器件還具有增強功能，可用于對良好瞬態(tài)響應（PWM 模式下最佳）和低功耗（PSM 模式下最佳）之間的所做的讓步進行平衡。 這種增強功能是一種間歇模式，工程師可對瞬態(tài)響應比 PSM 具有更優(yōu)、能效比 PWM 更高的轉換器 IC 使用 I2C 指令來實現(xiàn)。 對于從高負載向如休眠模式之類輕負載轉換的系統(tǒng)，這種中間模式是一種很好的選擇。

商業(yè)芯片中的 PFM

低負載下的 PFM 運行能將 IC 靜態(tài)電流從數個 mA 降至幾個 μA。 圖 3 所示為 TPS62400 開關轉換器在 PWM 模式下運行時相比輕負載 PSM 的功率轉換效率。

圖 3：對 TI TPS62400 執(zhí)行 PSM 時的能效提升。

由圖 3 可知，盡管 PWM 模式能保持高于 100 mA 的良好能效，但采用 PSM 后能在負載電流低于 1 mA 的情況下將效率提升至 80 - 90% 之間。 如果轉換器在如此輕的負載期間在 PWM 模式下運行，其運行電流將明顯高于負載電流，從而造成非常差的轉換效率（遠低于 30%）。

Analog Devices 提供多種采用 PSM 的開關轉換器。 進入這種模式時，PWM 穩(wěn)壓級導致的偏移使輸出電壓持續(xù)升高，直至達到比 PWM 穩(wěn)壓級高 1.5% 的值，在該點處，PWM 運行停止：兩個功率開關均關斷并進入空載模式。 在 VOUT 降至 PWM 穩(wěn)壓值前，允許電容器放電。 然后，轉換器會驅動電感器，使 VOUT 再次上升至閾值上限。 只要負載電流低于 PSM 電流閾值，該過程就會重復。

公司的 TPS7A8300 穩(wěn)壓器采用 PSM，以便在 2.3 V 輸入電壓和 10 mA 輸出電流條件下，將效率從 40% 提升至 75%。 該芯片是一款 3 MHz 降壓轉換器，能在高達的 600 mA 的電流下利用 2.3 - 5.5 V 輸入提供 3.3 V 輸出。 圖 4 所示為發(fā)生 PWM 和 PSM 轉換的點。

圖 4：Analog Devices ADP2108 的 PWM 到 PSM 的閾值。

其他功率元件制造商也提供雙模式開關轉換器。 Linear Technology 提供 LTC3412A 器件，該器件具有能在低負載條件下提升效率的“猝發(fā)模式”和脈沖跳躍運行功能。 該芯片是一款降壓轉換器，能在高達 3 A 的電流下將 2.25 - 5.5 V 輸入提升至 0.8 - 5 V 輸出。

猝發(fā)模式是上文介紹的中間 PFM 技術的一個例子，它能在保持合理瞬態(tài)響應能力的同時提升效率。 例如：通過實施猝發(fā)模式，在 10 mA 輸出電流（VIN 3.3 V、VOUT 2.5 V）下的效率將從 30% 提升至 90%。 LTC3412A 還包括一個傳統(tǒng)的脈沖跳躍運行模式，能在輕負載時進一步減小開關損耗。

延長電池壽命

設計工程師需要延長便攜設備中的電池壽命時，PWM 控制式開關轉換器是一種大眾化選擇。 不過應當牢記，許多便攜式產品在大部分時間內是處于低功耗的休眠模式的，只是在工作時點轉換器才處于最小能效狀態(tài)。 雖然對電池的要求較溫和，但長時間電流累加在一起，電池壽命就會縮短。

通過采用具有 PWM 架構、但在低于某一負載閾值時仍可以實現(xiàn) PFM 和 PSM 技術優(yōu)勢的轉換器，設計人員可以在正常運行期間獲得 PWM 優(yōu)勢，同時在在許多便攜式設備處于空閑狀態(tài)時，又能在很長時間內保持電池容量。