隨著轉換器技術的改進，即使在高速運行時也能準確地解決非常高的中頻（IF）。這帶來了兩個挑戰：轉換器設計本身和將信號內容耦合到轉換器的前端設計。即使轉換器本身非常出色，前端也必須能夠保持信號質量。當今許多應用中都存在高頻，高速轉換器設計，RADAR，無線基礎設施和儀器推動了這些界限。這些應用需要使用分辨率為8到14位的高速GSPS轉換器。如本文所定義，寬帶使用的信號帶寬大于+100 MHz且范圍為+ 1-4 GHz頻率。在本文中，將討論定義寬帶無源網絡的內容，并突出顯示在選擇變壓器或平衡 - 不平衡變壓器以及當前使用的當前配置拓撲時重要的規范。最后，將展示考慮因素和優化技術，以便在GHz區域實現可行的寬帶解決方案。

奠定基礎

對于諸如RADAR，儀器儀表和通信觀察等應用而言，GSPS轉換器很自然會被吸引。這提供了更寬的頻譜或奈奎斯特頻帶。然而，更寬的頻譜對前端設計提出了更多挑戰。僅僅因為您購買了具有+1 GHz奈奎斯特的轉換器，您仍然需要在其周圍包裹正確的組件并密切關注電路的結構，即 - 前端。當應用要求+1 GHz超奈奎斯特采樣時，這些挑戰會升級，其中必須在2 nd ，3 rd 或4 中捕獲光譜信息。 奈奎斯特區。

關于帶寬的快速說明

首先，應該討論有關帶寬的一些注意事項。請記住，轉換器的全功率帶寬與轉換器“可用或采樣”帶寬不同。全功率帶寬是轉換器準確獲取信號并使內部前端正確穩定所需的帶寬。選擇IF并在該區域的邊緣使用轉換器不是一個好主意，因為系統中的結果會有很大差異。根據轉換器數據表中規定的額定分辨率和性能，全功率帶寬比轉換器本身的采樣帶寬大得多（可能是2倍）。樣本帶寬是設計的核心。所有設計都應避免使用額定全功率帶寬的部分或全部最高頻率部分;通過這樣做，期望降低動態性能（SNR/SFDR）。要確定轉換器的樣本帶寬，請參閱數據表或應用程序支持，因為有時沒有給出。通常，數據表已指定或甚至列出經過生產測試的頻率，以確保在轉換器的采樣帶寬內提供的性能。但是，需要指定和定義有關行業中這些帶寬術語的更好解釋巴倫特性和不平衡

一旦知道應用帶寬和轉換器，就選擇前端拓撲，放大器（有源）或變壓器（無源）。兩者之間的權衡很長，也取決于應用。有關此主題的更多信息，請參見參考文獻3.從現在開始，本文的基礎將集中在變壓器/巴倫耦合前端設計上。此外，術語“平衡 - 不平衡變壓器”將用于指變壓器或平衡 - 不平衡變壓器的環境中。盡管兩者在構造和拓撲結構方面存在差異，但假設使用無源器件耦合并構建前端，將感興趣的輸入IF從單端信號轉換為差分信號。巴倫斯具有許多與放大器不同的特性，在選擇器件時應予以考慮。電壓增益，阻抗比，帶寬和插入損耗，幅度和相位不平衡以及回波損耗是一些考慮因素。其他要求可能包括額定功率，配置類型（如巴倫或變壓器）和中心抽頭選項。使用平衡 - 不平衡變壓器進行設計并不總是直截了當的。例如，平衡 - 不平衡變換器特性隨頻率而變化，從而使期望變得復雜。一些平衡 - 不平衡變壓器對接地，布局和中心抽頭耦合很敏感。明智的做法是不要完全期望巴倫的數據表是選擇它的唯一依據。當PCB寄生效應，外部匹配網絡以及轉換器的內部采樣和保持電路（負載）也成為等式的一部分時，經驗可以在這里發揮巨大的作用，因為平衡 - 不平衡變換器采用了新的形式。

選擇a的重要特征以下將巴倫總結為指南：

信號增益理想地等于變壓器的匝數比。雖然平衡 - 不平衡轉換器內的電壓增益本質上是無噪聲的，但使用具有電壓增益的平衡 - 不平衡轉換器會增加信號噪聲。帶寬也可能存在重大折衷。應該簡單地將平衡 - 不平衡轉換器視為具有標稱增益的寬帶通帶濾波器。因此，典型的趨勢是巴倫信號增益越多，帶寬越小。平衡 - 不平衡轉換器的電壓增益可以高度變化，在不需要時可以獲得更明顯的紋波和滾降。今天很難找到具有良好GHz性能的1：4阻抗比變壓器。總之，用戶要小心;使用1：4，1：8和1:16阻抗比巴倫來改善或優化最終信號鏈階段內的噪聲系數的想法應該在實驗室中仔細考慮和驗證。由于帶寬選項變得有限以及性能不佳，因此在GHz區域設計時，性能要求不高于1：1或1：2阻抗比設計。平衡 - 不平衡轉換器的插入損耗只是指定頻率范圍內的損耗，是任何巴倫數據表中最常見的測量規范。當在電路中實現時，這肯定會改變。通常，您可以預期數據表中指定的頻率范圍的一半。有些情況比這更糟糕，取決于巴倫的拓撲結構和對負載寄生效應（電容）的敏感度。這可能是關于平衡 - 不平衡轉換器的最容易被誤解的參數，因為它們在理想的阻抗情況下在沒有負載寄生效應的情況下被優化，即它們用網絡分析器表征?；夭〒p耗是平衡 - 不平衡變壓器的次級端接有效阻抗與初級端子的不匹配。例如，如果次級匝數與初級匝數之比的平方為4：1，則當次級以200歐姆終止時，可以預期50歐姆的阻抗將被反射到初級上。但是，這種關系并不準確;初級反射阻抗隨頻率變化，如下例所示。

首先，找出為設計指定的中心頻率的回波損耗。在該示例中，使用110MHz。發現Zo不是理想變壓器假設的50歐姆。它低于公式3中所示。

這個例子證明的是應在次級上存在251歐姆的差分終端，以反映初級負載上的50歐姆負載。否則，信號鏈中的前一級最終會驅動更重的負載（~40歐姆）。這導致前一階段的更多收益。更多增益和誤表示的負載條件會導致轉換器“看到”更多失真，從而限制系統的動態范圍。通常，隨著阻抗比的增加，回波損耗的可變性也會增加。在設計帶有平衡 - 不平衡轉換器的“匹配”前端時，請記住這一點考慮平衡 - 不平衡變換器時，幅度和相位不平衡是最關鍵的性能特征。這些參數可以很好地衡量每個單端信號是如何偏離理想狀態的;大小相等，相位相差180度。當設計需要高（+ 1000 MHz）IF頻率時，這兩個規范為設計人員提供了有關向轉換器提供多少信號線性度的透視圖。通常，它們越偏離，可以預期性能下降越嚴重。堅持那些在數據表中發布此信息的變壓器或平衡 - 不平衡轉換器作為開始。如果數據表中沒有該信息，這可能是為什么這不是這種高頻應用的好選擇的原因。請記住，隨著頻率的增加，平衡 - 不平衡變換器的非線性也會增加，通常由相位不平衡主導，這轉換為轉換器所見的更差的偶數階失真（主要是2 nd 諧波或H2）。即使3度的相位不平衡也會導致無雜散動態范圍或SFDR的性能顯著下降。不要快速責怪轉換器，如果預期的數據表是虛假的，尤其是H2，請先查看前端設計。

有一些解決方案可以對抗2 nd 諧波在較高頻率下使用平衡 - 不平衡變換器時的失真。嘗試以級聯方式使用多個變壓器或平衡 - 不平衡轉換器。兩個，如圖1所示，在某些情況下，可以使用三個平衡 - 不平衡轉換器來幫助將單端信號在高頻下充分轉換為差分。缺點是空間，成本和插入損耗。另一個建議是嘗試不同的baluns。那里有更好的單解法巴倫; Anaren，Hyperlabs，Marki Microwave，Minicircuits和Picosecond等等。這些專利設計采用特殊拓撲結構，允許在GHz區域擴展帶寬，提供高水平的平衡，僅使用單個器件，在某些情況下，比目前常用的標準鐵氧體覆蓋區小。 》請記住，并非所有制造商都以相同的方式指定所有平衡 - 不平衡變壓器，并且具有明顯相似規格的平衡 - 不平衡轉換器在相同情況下可能表現不同。為設計選擇平衡 - 不平衡變換器的最佳方法是收集和理解所考慮的所有平衡 - 不平衡變換器的規格，并請求制造商數據表中未說明的任何關鍵數據項。或者，或者另外，使用網絡分析儀或轉換器前面的系統板測量它們的性能可能是有用的。

圖1：雙變壓器拓撲結構。

最后一個注意，當使用單個或多個平衡 - 不平衡變換器拓撲時，布局在相位不平衡中也起著同樣重要的作用。在更高頻率下保持性能優化意味著保持布局盡可能對稱。否則，使用平衡 - 不平衡轉換器的前端設計中的微量不匹配可能被證明是無用的（動態范圍限制）。

前端匹配

首先，“匹配”這個詞應該是一個術語明智地使用?，F在幾乎不可能將每個頻率的前端與100 MSPS轉換器“匹配”，更不用說在+1000 MHz頻段上。術語匹配應定位為意味著優化，在前端設計的情況下產生最佳結果。這將是一個包羅萬象的術語，其中阻抗，AC性能，信號驅動強度，帶寬和通帶平坦度為特定應用產生最佳結果。

這意味著每個參數應具有每個應用程序的特定重要性權重。在某些情況下，帶寬（BW）可能是最重要的規范，因此如果可以實現適當數量的BW，則允許其他參數受到一些影響。在此示例中（參見圖2），顯示了GSPS轉換器的輸入網絡。網絡中的每個電阻都像一個變量。但是，由于每個電阻值都會變化以產生基本相同的輸入阻抗，因此性能參數將發生變化，如表1所示。

圖2：通用前端網絡。

性能規格案例1 - R1 =25Ω，R2 =33Ω，R3 =33Ω情況2 - R1 =25Ω，R2 =33Ω，R3 =10Ω情況3 - R1 =10Ω，R2 =68Ω，R3 =33Ω帶寬（-3 dB）3169 MHz 3169 MHz 1996 MHz通帶平坦度（2 GHz紋波）2.34 dB 2.01 dB 3.07 dB SNRFS在1000 MHz時58.3 dBFS 58.0 dBFS 58.2 dBFS SFDR在1000 MHz時74.5 dBc 74.0 dBc 77.5 dBc H2/H3在1000 MHz -74.5 dBc/-83.1 dBc -77.0 dBc/-74.0 dBc -77.5 dBc/-85.6 dBc輸入阻抗在500 MHz 46歐姆45.5歐姆44.4歐姆輸入驅動在500 MHz +15.0 dBm +12.6 dBm + 10.7 dBm

表1：測量的性能匹配與三個前端外殼設計的比較?；旧?，阻抗匹配網絡大致相同，但這三個示例之間的產生結果在設計所需的測量參數之間是不同的。前端網絡。這里的匹配是所有參數的最佳結果，在這種情況下需要超過2.5 GHz的BW。這將選擇范圍縮小到案例1和案例2（參見圖3）。

圖3：帶寬匹配。

在案例1和案例2之間進一步展望，可以很容易地看到案例由于兩個原因，2更為理想。一，通帶平坦度僅在2 GHz區域內具有2 dB的紋波;兩個，輸入驅動比情況1小3 dBm。這對信號鏈上的RF增益的約束較小，以便在平衡 - 不平衡轉換器的初級上實現轉換器的滿量程。案例2似乎是此示例中最佳的“匹配”。

總結

GSPS轉換器在提供更寬的帶寬以覆蓋多個感興趣的頻段或減輕前端RF條帶上的混音階段時，理論上提供了“易用性”。但是，實現+1 GHz范圍內的帶寬可能會給設計高性能轉換器前端網絡帶來挑戰。請記住指定平衡 - 不平衡轉換器的重要性，其中相位不平衡將在轉換器理解為最佳時變得重要，例如順序線性。即使選擇了平衡 - 不平衡轉換器，也不要使用不良的布局技術來丟棄其性能，并對正確匹配網絡保持警惕。請記住，為滿足特定應用的“匹配”，需要滿足許多參數。