簡介

具有無源LC元件的系統，例如容量補償器，高次諧波的諧振無源濾波器，或具有由優化方法確定的結構和參數的濾波器，傳統上用于補償功率因數和其他電力用戶對電網施加的負荷影響。然而，涉及電力電子系統的負載的廣泛使用可能導致電壓和（尤其）電流波形的嚴重失真，甚至導致大量直流電流在電力變壓器次級中流動。對于這些類型的負載，上述補償系統的種類經常被證明是不令人滿意的。如今，電力系統工程師更有可能考慮使用其他類型的補償器，尤其是有源電力濾波器或混合系統（帶有無源LC元件的電源濾波器，如參考文獻2,3,6,7,8,9,11中所述）提高系統效率。

最近開發補償方法的方法旨在開發一種能夠實現動態補償（實時）的補償器，并且還能更好地抵抗由電力網或電力用戶。他們的目標包括優化電源（電網）所看到的負載。根據Fryze的建議[5]和隨后的發展[4,10,12,13]，有必要消除差分電流（在失真的負載電流和理想形式的電流之間（即同相正弦波） ））流過電源以實現這種補償。在概念上，這可以通過產生和注入與差動電流相等且相反的相位的電流來完成。在實踐中，獲得這樣的來源是困難的;真正需要的是具有參數元件或受控電流電源的有源系統。

有源濾波器的結構

在本文中，我們考慮采用電源的建議 - 通過使用數字信號處理計算機技術控制電子電流源來實現有源分流濾波器（替代名稱為：差動電流補償系統或補償器< / em>），實現最優補償。假設的目標是差動電流的動態補償，這是負載電流 i L （ t ）和參考電流 i之間的差值 REF （ t ）。參考電流是使用文章[10]中建議的方法計算的最佳有效電流。圖1顯示了系統的框圖。

活動過濾器包含以下模塊和元素：

控制模塊（CM），基于具有數字信號處理（DSP）的微型計算機系統

執行模塊（EM）以電力電子電流源的形式

< li>電壓（VT）和電流（CT）傳感器[類型LA55-P和LV25（LEM ?）]

有源濾波器控制過程發生在兩個階段：

確定參考電流 i REF （ t ）

動態

i INV （ t 形成所需補償器電流>）= i L （ t ） - i REF （ t ）

補償過程的質量和動態特性主要取決于用于計算參考電流參數的方法。 Akagi 等人的瞬時無功功率理論[1]通常用于控制功率有源濾波器。作者認為，該理論不能滿足能源/接收器系統中工作優化的要求。優化的一般目的是最小化源電流的異相分量，減少正弦波形的失真，并最小化從源到接收器的能量傳輸中的有功功率損耗。為了確定具有這種特性的電流，我們應用了[10]的變分方法。因此，我們以下列分析形式獲得了描述最佳源電流（目標參考電流）的表達式：

i REF （ t ）= a i （ t ）= e k （ t ） e G （ t ） e （ T ）= A REF （ t ） e （ t ）

其中： e （ t ）是電壓源， e G （ t ）形式的等效電導： e G （ t ）= a P （ t ）/ E 2 （ t < / em>），其中： a P （ t ）和 E （ t ）是有功功率和均方根電壓源的瞬時值[10]。參考信號的頻率和相位對應于電壓源的第一諧波的合適值， e （ t ）。

有效實現在整個控制過程中，CM被分為兩個子模塊：

識別模塊（IM），它計算頻率，ω REF ，相位φ REF ，幅度 A REF ，參考電流< em> i REF （ t ），

決策模塊（DM），它執行以下任務：

調整有源濾波器的幅度和相位特性，以在反饋環路中獲得寬帶傳輸和高開環增益。這對于確保非線性電流的高度補償以及在各種負載參數條件下穩定工作是必要的，

消除脈沖寬度調制（PWM）的寄生產物，用于從反饋信號中生成 i REF 。

硬件和軟件

補償器的原型模型使用ADI公司的ADDS-2106x-EZ-KIT微電腦系統，以及ADSP-21061 SHARC ?浮點數字信號處理器。由于在識別模塊（IM）內實現的算法和有源濾波器的適當整形頻率傳輸特性所需的高計算能力，因此需要這種高性能系統。在廣泛的負載參數變化條件下，確保所有系統在反饋閉環中工作的穩定裕度至關重要。

評估系統是通過增加通用模擬和數字輸入開發的/輸出模塊類型ALS100，由PEP設計ALFINE作為ADDS-2106X-EZ-KIT的擴展。該模塊（圖2）專為電力電子應用而設計，包括A / D和D / A轉換器，以及PWM發生器和系統控制臺（LCD＆amp; KBD）。在DSPHOST程序的控制下，通過RS-232端口建立與主機PC的通信。

圖2顯示了控制模塊的硬件和軟件結構。控制程序的主要模塊是用C語言編寫的（ADDS-21000-SW-PC版本3.3），時間關鍵程序在匯編程序中編寫。

控制模塊包括：

AD7864四通道同步采樣A / D轉換器

PWM發生器

測量電阻器（R）與傳感器配合使用使用ADMC201運動協處理器，

系統控制臺（SC），

參考電流參數（SIM）的軟件識別模塊，

軟件決策模塊（SDM）與加法器（Σ）協作，加法器計算誤差信號的當前值;即，參考和補償電流的差異。

SIM（圖3）由三個獨立的塊組成：軟件 - 參考值（SFI）的頻率標識符，參考值（SAI）的軟件幅度標識符和參考值的適當值的軟件同步器（SSYNC ）。

SFI采用主電源電壓預濾波方法，借助于通帶FIR濾波器（F1），消除高次諧波并提高噪聲抗擾度。識別算法[14]。接下來，對信號進行希爾伯特變換以獲得其分析形式（時域中的復信號）。它允許消除頻率軸負值部分的頻率乘積，并將識別時間減少到 12 ms 。這是與本設計的 20-ms （50-Hz）電源電壓周期相關的短時間，并且也比60-Hz系統的16.7-ms周期短得多。 [14]。對復信號進行數字傅里葉變換（DFT）以計算其基本頻率。這是通過DFT和MAX塊實現的。以這種方式計算，基本頻率的值接下來用于控制調諧濾波器（F5），即高Q，IIR型濾波器。 F5濾波器實際上是參考電流發生器;其輸出信號頻率等于電源電壓頻率 u 2 （ t ）。

參考電流的幅度在SAI模塊內計算，該模塊基于負載電壓和負載電流樣本，存儲在循環緩沖區CB2和CB3中。

同步模塊SSYNC，消除了SFI和SAI塊內計算所涉及的不同延遲時間的影響。最后，SSYNC連接適當的參考電流頻率和幅度值。參考電流發生器（在本設計中）的識別和同步總時間約為 18 ms 。

決策模塊以2 的形式實現nd 命令具有常系數的FIR濾波器;其頻率透射率模型由下式給出：

| T FK （Ω）| =（1 + cos（Ω））/ 2

濾波器正常運行的基本條件是系統采樣頻率是PWM載波頻率的兩倍（在此系統中： 30 和 15 kHz ）。 / p>

執行模塊是一個電力電子控制的電流源，它使用高度集成的智能功率模塊（IPM）型PM50RSA120（MITSUBISHI）和電感線圈 L INV 的。該線圈還限制了PWM的寄生產物。

電流源的一般能量來源是逆變器直流電路（IPM）內的電容器。逆變器借助快速光電耦合器與控制模塊耦合。

原型系統的性能

上述電力電子電流源原型模型的實驗測試針對不同類型的負載和供電條件，進行了單相主動補償系統。以下是一小部分測試結果。

圖4的波形顯示參考信號的矩形形狀 i REF （ t ），輸出電流源電流 i S （ t ）和反饋信號 i FK （ t ）（圖4a）和這些量的光譜分析結果（圖4b）。電流源的帶寬（ -3 dB ）等于 3.2 kHz ，幅度特性非均勻 0.4 dB 。該頻段內輸出電流的總諧波失真（THD）在0.5 kHz帶寬內 0.7％ - 0.2％。

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圖5和圖6說明了完整有源濾波器的工作原理。失真電流源（圖5）是一個簡單的單二極管整流器，具有RL型負載（電阻和電感的串聯連接）。這是一個特別不利的情況，因為它同時產生一個帶有直流分量和無功功率的強失真電流。源電壓波形 u S 和負載電流 i L ，電網， i S ，有效濾波器， i INV 和參考信號， i < / em> REF 如圖所示。 5a-以及所選量的頻譜分析結果（圖5b）。圖6顯示了RC負載4二極管橋的類似數量，這是大多數消費電子電源組的典型配置。

與電流源的情況一樣，有源補償的差分電流系統提供了參考信號的良好映射， i REF （ t ） ，在識別模塊中計算。電網電流與電網電壓波形處于同一相位（由于所謂無功功率的補償），其高次諧波值顯著降低。有源濾波器輸入電流的THD值 i 3 （ t ）低于 1％。

結論

我們在這里展示了一種能夠通過消除差分電流實現最佳補償的系統，采用PWM應用的電力電子控制電流源。包括功能框圖和系統工作原理的描述，該系統由數字信號處理器控制。在系統上對各種負載進行的測試結果表明，補償器非常有效。它大大降低了輸入電流的非線性失真（THD <1％）和來自電源的無功功率要求。識別參考信號參數的延遲約為 12 ms （基本上小于一個電源頻率周期），總頻率識別誤差 0.1％。通常，原型模型的所有調查結果都顯示出補償器系統對參考信號的非常好的映射以及源電流的高次諧波的顯著降低。