單片對數放大器（對數放大器）可處理動態范圍高達100 dB的信號。它們能夠響應持續時間短至幾十納秒的RF突發。然而，當使用解調對數放大器來檢測快速RF突發時，當施加的突發關閉時，有時會在輸出端出現奇怪的尾部。在 Analog Dialogue 33-3（1999）中在線出現的日志放大器教程文章中可以看到這方面的一個例子，并在第33卷中打印出來。本文解釋了這些尾部和優惠的常見原因。關于如何消除它們的建議。

了解解調對數放大器

關于對數放大器的第一件事是，雖然它們提供有關電源的信息，但它們實際上對電壓有響應。在通信技術中，術語對數放大器通常是指輸出與輸入信號的包絡的對數成比例的電壓的設備，其被縮放到基數-10。功率比為100：1對應于20分貝（dB） - 或者給定阻抗的電壓比為10：1。

對數放大器和輸出尾部的另一個重要因素：對數放大器高在其工作范圍的低端對振幅的非常小的變化敏感。圖1顯示了對數放大器輸入和輸出之間的典型關系。對于輸入端的峰峰值電壓每增加10倍，輸出增加500 mV。這意味著，當輸入處于單位數mV范圍時，輸入電壓的微小變化將導致輸出電壓發生顯著變化。

使用對數放大器進行RF脈沖檢測

當RF脈沖串是解調對數放大器的輸入時，輸出將是電壓脈沖。這可以饋入比較器以確定是否存在RF脈沖串，或者可以通過測量對數放大器輸出電壓的幅度來確定RF脈沖的幅度。

圖2顯示了奇怪的尾部的示例，有時會在快速準確的對數放大器輸出電壓脈沖結束時看到它們。這些不希望的尾部可能導致雷達和其他系統中的錯誤讀數，其中檢測到的脈沖的形狀提供關于目標的重要信息。

圖2a顯示了靜止的尾部。圖2b顯示了一個抖動的尾部，在理想的矩形脈沖的下降沿上下移動。請注意，有些情況下尾部不會發生，但會直接掉到底部而不會在響應中出現扭結。

圖2.尾部在對數放大器的輸出處響應RF突發。

了解尾部

這兩種情況下的尾部是由不同的機制引起的。圖2a中的靜止尾部是由施加到對數放大器輸入端的RF脈沖質量差造成的。雖然在示波器的適度電壓和時間尺度上并不明顯，但RF突發不會立即關閉，而是以指數方式衰減。圖3顯示了輸入信號和對數放大器響應的夸張圖片。請記住，對數放大器對動態范圍低端電壓的微小變化非常敏感。因此，RF突發的小的，幾乎察覺不到的指數衰減導致線性尾部。指數衰減是可預測和可重復的;這是由于信號發生器的門控機制。這解釋了對數放大器輸出的靜止尾部。這種形式的尾部的唯一解決方案是獲得一個信號發生器，它將更快地關閉到零。

本文的其余部分將假設使用了高質量的RF突發發生器 - 并且尾部是抖動的而不是靜止的。

輸入耦合

圖2b中所示的抖動類型通常是與解調對數放大器連接不正確的結果。大多數對數放大器設計為差分驅動，但大多數RF信號是單端的。有幾種選擇可以執行將RF信號注入對數放大器所需的單端到差分轉換，如圖4所示.INHI和INLO是對數放大器的差分輸入引腳。

< p>圖4a顯示了巴倫（平衡 - 不平衡 - 變壓器）接口。這是最好的方法，因為它在對數放大器的輸入端產生高質量，真正的差分信號。如果考慮到設計限制，使用平衡 - 不平衡轉換器將消除尾部，只要尺寸和增加的成本是可接受的。

兩種流行的替代方案涉及RC網絡。它們占用的電路板面積小于平衡 - 不平衡轉換器，成本更低，但它們需要小心避免尾部。外部分流電阻放置在電容器的器件側（圖4b）或輸入側（圖4c），以在器件上提供受控阻抗 - 通常為50歐姆。

理想信號

首先考慮圖4b中的電路（稍后我們將返回圖4c的某種類似電路）。該電路不會將單端輸入信號轉換為差分信號。相反，允許RF信號的交流分量通過INHI，而INLO則看到信號的低通濾波版本。理想情況下，INLO的信號與INHI的信號具有相同的直流平均值。 INHI和INLO通常由相同的內部產生的參考電壓偏置，如圖5所示。

不完整的信號

圖5中所示的信號是理想化的。真正的低通濾波器將衰減從INHI到INLO的信號，但不能完全消除它，并且INLO上會有殘留的輸入信號跡線。圖6顯示了INHI和INLO信號的夸張圖片?？梢钥闯?，INLO的實際信號是INHI的高衰減版本，具有90度相位滯后。

查看輸入端口，輸入信號看到高通過濾到INHI。這意味著在RC 1 形成的轉角頻率之上發生的任何變化都會無衰減地傳遞給INHI。因此，當RF突發從關閉狀態突然接通時，INHI處的電壓將跟蹤輸入。當RF突發關閉時也是如此：INHI的電壓將立即關閉。

另一方面，INLO是INHI的低通濾波版本;結果，它將是INHI電壓的衰減版本，相移90度。當RF突發關閉時，INHI的電壓將立即穩定 - 但INLO的電壓不會。它將經歷單個時間常數衰減，其時間常數由RC 2 定義。這在圖6的放大部分中進行了說明（請注意，INLO信號的比例被夸大了效果）。

尾部的來源

尾部是INLO信號指數衰減的結果。雖然INLO呈指數衰減，但INHI已關閉。對數放大器在INHI和INLO之間看到的小差分輸入足以產生大量輸出電壓。 （請記住，對數放大器對小輸入幅度變化非常敏感。）

尾部是輸入的指數信號行為的結果的進一步證據由尾部的線性特性給出。當產生指數衰減電壓的對數時，結果是具有負斜率的直線。當脈沖速率和RF頻率不是彼此的整數倍時，輸出中發生抖動。因此，RF信號并不??總是在其周期的同一位置被切斷。 RF關閉期間的點將建立指數衰減的初始條件。當RF完全與穿過零軸時關閉時，INLO將處于峰值，尾部將從其最高點開始。如果RF在峰值處關閉，那么INLO將為零并且根本不會有尾部。在這兩個極端之間隨機切換將導致尾部看到的抖動。

切斷尾部

通過確保RC時間可以解決上述尾部問題由R，C 1 形成的常數和C 2 被適當地設定。臨界時間常數是在R和C 2 之間形成的低通時間常數。出于匹配目的，R的值通常選擇為約50歐姆。為方便起見，C 1 和C 2 通常選擇相同，但并非總是如此。

C 2 必須選擇足夠小以使指數衰減快于對數放大器的響應時間，通常指定為對數放大器輸出的10％至90％上升時間，以使輸入功率逐步增加。該數字確定輸出電壓的最大變化率。只要INLO的指數衰減快于最大變化率，輸出就會受到對數放大器自身壓擺率的限制，尾部也不會出現。該分析表明C 2 盡可能為 small 。

但是如果使C 2 盡可能小，并且使C 1 相等，則由R和C形成的高通濾波器的轉角頻率< sub> 1 將被推得太遠，以至于當它從輸入傳輸到INHI時它可能會衰減所需的RF信號。為了確保INHI不會從輸入到INHI衰減，必須選擇C 1 ，以便R和C 1 的乘積形成一個低于射頻頻率。這表明C 1 應該大。

在這些范圍內，C 1 和C 2 < / sub>可以相等，或者它們可以選擇不同以獲得最佳結果。

50歐姆電阻應該在信號側還是在設備側？

到目前為止的分析集中于圖4b。圖4c中的電路類似，只是輸入電阻位于電容的輸入側。請記住，對數放大器的輸入阻抗通常遠高于終端電阻的50歐姆。如果將50歐姆電阻放置在電容器C 1 和C 2 的器件側，如圖4b所示，INHI和INLO之間的凈阻抗約為50歐姆。但如果終端電阻位于C 1 和C 2 的輸入側（圖4c），則INHI和INLO之間的阻抗是器件的輸入阻抗。

在信號側設置終端電阻的問題是，器件的較高內阻需要更小的C 2 值，以確保消除尾部。此外，如果輸入電阻不可預測，隨半導體制造工藝而變化，C 1 和C 2 的選擇可能無法始終確保無尾操作。

因此，首選將終端電阻放置在電容器的器件側。

結果

圖7顯示了選擇合適電容值的結果。圖2b中所示的輸出采用10 nF輸入電容，而圖7中的輸出采用1 nF電容采集。電容減少10倍使輸出質量大幅提升！

結論

解碼對數放大器的性能不必因尾部的存在而受到阻礙。它們是由于信號源質量差或者輸入接口中組件值選擇不當造成的。第一種形式的尾部最有效的解決方案是獲得更好的爆發源?？梢允褂眠m當的接口電路來處理第二類尾部。技術包括使用平衡 - 不平衡轉換器和無源RC電路，如此處所述。設計人員也可以使用有源解決方案，例如單端至差分放大器（但這里沒有涉及）。無論選擇何種方法，重要的是要記住這里討論的問題。