最近幾年首次提出的D類放大器近年來越來越受歡迎。什么是D類放大器？它們與其他類型的放大器相比如何？為什么D類對音頻感興趣？制作“好”的D類音頻放大器需要什么？ ADI的D類放大器產品有哪些特性？在以下頁面中找到所有這些問題的答案。

音頻放大器背景

音頻放大器的目標是在產生聲音的輸出元件上再現輸入音頻信號，并具有所需的音量和功率水平 - 忠實，高效，低失真。音頻頻率范圍從大約20 Hz到20 kHz，因此放大器必須在此范圍內具有良好的頻率響應（驅動帶限揚聲器時較少，例如低音揚聲器或高音揚聲器< / em>的）。電源功能因應用而異，從耳機中的毫瓦到電視或PC音頻的幾瓦，到“迷你”家用立體聲和汽車音響的幾十瓦，到數百瓦以及更強大的家用和商用。聲音系統 - 以及用聲音填充劇院或禮堂。

音頻放大器的簡單模擬實現使用線性模式的晶體管來創建輸出電壓，該輸出電壓是輸入電壓的縮放副本。正向電壓增益通常很高（至少40 dB）。如果正向增益是反饋環路的一部分，則總環路增益也會很高。通常使用反饋，因為高環路增益可以改善由前向路徑中的非線性引起的性能抑制失真，并通過增加電源抑制（PSR）來降低電源噪聲。

D類放大器優勢

在傳統的晶體管放大器中，輸出級包含提供瞬時連續輸出電流的晶體管。音頻系統的許多可能實現包括A類，AB類和B類。與 D類設計相比，即使是最有效的線性，輸出級功耗也很大輸出階段。這種差異在許多應用中具有D類顯著優勢，因為較低的功耗可產生較少的熱量，節省電路板空間和成本，并延長便攜式系統的電池壽命。

線性放大器，D類放大器和電源耗散

線性放大器輸出級直接連接到揚聲器（在某些情況下通過電容器）。如果在輸出級中使用雙極結型晶體管（BJT），它們通常以線性模式工作，具有大的集電極 - 發射極電壓。輸出級也可以用MOS晶體管實現，如圖1所示。

電源在所有線性輸出級耗散，因為產生 V OUT的過程 在至少一個輸出晶體管中不可避免地導致非零 I DS 和 V DS 。功耗量很大程度上取決于偏置輸出晶體管的方法。

A類拓撲結構使用其中一個晶體管作為直流電流源，能夠提供揚聲器所需的最大音頻電流。 A類輸出級可以獲得良好的音質，但功耗很大，因為大的直流偏置電流通常流入輸出級晶體管（我們不需要它），而不是交付揚聲器（我們確實需要它）。

B類拓撲結構可消除直流偏置電流，并顯著降低功耗。其輸出晶體管以推挽方式單獨控制，允許MH器件向揚聲器提供正電流，ML用于吸收負電流。這降低了輸出級功耗，僅通過晶體管傳導信號電流。然而，由于非線性行為（交叉失真），當輸出電流通過零并且晶體管在開啟和關閉條件之間變化時，B類電路的聲音質量較差。

< p> AB類是A類和B類的混合折衷方案，它使用一些直流偏置電流，但遠低于純A類設計。小的直流偏置電流足以防止交叉失真，從而實現良好的音質。功耗盡管在A類和B類限制之間，但通常更接近B類。需要一些類似于B類電路的控制，以允許AB類電路提供或吸收大輸出電流。

不幸的是，即使設計精良的AB類放大器也具有顯著的功耗，因為其中端輸出電壓通常遠離正或負電源軌。因此，大的漏源電壓降會產生顯著的 I DS × V DS 瞬時功耗。

由于采用了不同的拓撲結構（圖2）， Class D 放大器的耗電量遠低于上述任何一種。其輸出級在正電源和負電源之間切換，以產生一系列電壓脈沖。該波形對于功耗是有利的，因為輸出晶體管在不切換時具有零電流，并且在它們導通電流時具有低 V DS ，因此給出較小的 I DS ×V DS 。

由于大多數音頻信號不是脈沖序列，因此必須包含調制器將音頻輸入轉換為脈沖。脈沖的頻率內容包括期望的音頻信號和與調制過程有關的顯著的高頻能量。通常在輸出級和揚聲器之間插入低通濾波器，以最小化電磁干擾（EMI）并避免以過高的高頻能量驅動揚聲器。濾波器（圖3）需要無損耗（或幾乎如此），以保持開關輸出級的功耗優勢。濾波器通常使用電容器和電感器，唯一有意耗散的元件是揚聲器。

圖4比較了A類和B類放大器的理想輸出級功耗（ P DISS ）和AD1994 D類放大器的測量功耗，給出音頻正弦波信號，繪制傳送到揚聲器的功率（ P LOAD ）。功率數歸一化為功率電平， P LOAD max ，正弦頻率被剪切到足以導致10％的總諧波失真（THD）。垂直線表示削波開始的 P LOAD 。

對于各種負載，功耗的顯著差異是可見的，特別是在高和中等價值。在削波開始時，D類輸出級的耗散比B類低約2.5倍，比A類低27倍。注意，A類輸出級消耗的功率大于傳送到揚聲器的功率-a使用大直流偏置電流的結果。

輸出級功率效率 Eff 定義為

在削波開始時，A類放大器的 Eff = 25％，B類放大器為78.5％，D類放大器為90％（見圖5） ）。 A類和B類的最佳案例值是教科書中經常提到的值。

在中等功率水平下，功耗和效率的差異會擴大。這對于音頻來說非常重要，因為嘈雜音樂的長期平均水平要低于瞬時峰值水平（取決于音樂類型的5到20倍），接近 P LOAD < / sub> max 。因此，對于音頻放大器，[ P LOAD = 0.1× P LOAD max ]是合理的平均功率電平在哪里評估 P DISS 。在此級別，D類輸出級功耗比B類低9倍，比A類低107倍。

對于10 W P LOAD的音頻放大器 max ，1 W的平均 P LOAD 可以被認為是真實的聽力水平。在這種情況下，D類輸出級內的功耗為282 mW，B類為2.53 W，A類為 30.2 W 。在這種情況下，D類效率降至78％ - 從更高功率的90％。但即使78％也比B級和A級效率好得多 - 分別為28％和3％。

這些差異對系統設計有重要影響。對于高于1 W的功率水平，線性輸出級的過度耗散需要顯著的冷卻措施以避免不可接受的加熱 - 通常通過使用大塊金屬作為散熱器，或使用風扇將空氣吹過放大器。如果放大器被實現為集成電路，則可能需要龐大且昂貴的熱增強封裝以促進熱傳遞。這些考慮因素在消費類產品中非常繁重，例如平板電視，其中空間是高級或汽車音響，其趨勢是將更高的通道數量塞入固定空間。

對于以下功率水平1 W，浪費的電力可能比發熱更困難。如果使用電池供電，線性輸出級將比D類設計更快地耗盡電池電量。在上面的例子中，D類輸出級消耗的電源電流比B類低2.8倍，比A類低23.6倍，導致手機，PDA和MP3播放器等產品的電池使用壽命大不相同。

為簡單起見，迄今為止的分析主要集中在放大器輸出級。然而，當考慮放大器系統中的所有功率耗散源時，線性放大器可以在低輸出功率水平下比D類放大器更有利。原因是產生和調制開關波形所需的功率在低電平時可能是顯著的。因此，精心設計的低至中等功率AB類放大器的系統級靜態耗散可以使它們與D類放大器競爭。不過，對于更高的輸出功率范圍，D類功耗無疑是優越的。

D類放大器術語，以及差分與單端版本

圖3顯示了D類放大器中輸出晶體管和LC濾波器的差分實現。該 H橋具有兩個半橋開關電路，其向濾波器提供相反極性的脈沖，其包括兩個電感器，兩個電容器和揚聲器。每個半橋包含兩個輸出晶體管 - 連接到正電源的高側晶體管（MH）和連接到負電源的低側晶體管（ML）。這里的圖表顯示了高端 p MOS晶體管。高端 n MOS晶體管通常用于減小尺寸和電容，但需要特殊的柵極驅動技術來控制它們（進一步閱讀1）。

全H橋電路通常從單電源（V DD ）開始，接地用于負電源端子（V SS ）。對于給定的V DD 和V SS ，橋的差分特性意味著它可以提供兩倍的輸出信號和四倍于單端實現的輸出功率。半橋電路可以由雙極電源或單電源供電，但單電源版本會在揚聲器上施加潛在有害的直流偏置電壓V DD / 2，除非是隔離電容添加。

半橋電路的電源電壓總線可以通過LC濾波器的大電感電流“泵浦”超過其標稱值。通過在V DD 和V SS 之間添加大的去耦電容，可以限制泵浦瞬態的dV / dt。全橋電路不會受到總線泵浦的影響，因為流入其中一個半橋的電感電流流出另一個半橋，從而產生局部電流環路，最大限度地干擾電源。

音頻D類放大器設計中的因素

較低的功耗為使用D類音頻應用提供了強烈動力，但設計人員面臨著重大挑戰。這些包括：

輸出晶體管尺寸的選擇

輸出級保護

聲音質量

調制技術

EMI

LC濾波器設計

系統成本

輸出晶體管尺寸的選擇

輸出晶體管選擇尺寸以優化各種信號條件下的功耗。在執行大型 I DS 時確保 V DS 保持較小需要導通電阻（ R ON ）輸出晶體管很小（通常為0.1歐姆至0.2歐姆）。但這需要具有顯著柵極電容的大晶體管（ C G ）。切換電容的柵極驅動電路消耗功率 CV 2 f ，其中 C 是電容， V 是充電期間的電壓變化， f 是開關頻率。如果電容或頻率太高，則“開關損耗”變得過大，因此存在實際的上限。因此，晶體管尺寸的選擇是在導通期間最小化 I DS × V DS 損耗之間的權衡。最小化切換損失。在高輸出功率水平下，導通損耗將主導功耗和效率，而在低輸出水平時，功耗由開關損耗決定。功率晶體管制造商嘗試最小化其器件的 R ON × C G 產品，以降低器件的總功耗切換應用，并提供開關頻率選擇的靈活性。

保護輸出級

必須保護輸出級免受多種潛在危險情況的影響：

過熱：D級的輸出級功耗雖然低于線性放大器，但如果放大器被強制使用，仍會達到危及輸出晶體管的水平長時間提供非常高的功率。為了防止危險的過熱，需要溫度監控控制電路。在簡單的保護方案中，當由片上傳感器測量的溫度超過熱關斷安全閾值時，輸出級關閉，并保持關閉直至其冷卻。除了關于溫度是否超過關閉閾值的簡單二進制指示之外，傳感器還可以提供額外的溫度信息。通過測量溫度，控制電路可逐漸降低音量，降低功耗并將溫度保持在極限范圍內，而不是在熱關機事件期間強制出現明顯的靜音時間。

輸出晶體管中的電流過大：如果輸出級和揚聲器端子正確連接，輸出晶體管的低 on 電阻不成問題，但是大電流可以結果，如果這些節點無意中彼此短路，或者與正或負電源短路。如果不加以控制，這種電流會損壞晶體管或周圍電路。因此，需要電流感測輸出晶體管保護電路。在簡單的保護方案中，如果輸出電流超過安全閾值，則關閉輸出級。在更復雜的方案中，電流傳感器輸出被反饋到放大器中，以將輸出電流限制到最大安全水平，同時允許放大器連續運行而不關閉。在這些方案中，如果嘗試限制證明無效，則可以強制關閉作為最后的手段。由于揚聲器諧振，有效電流限制器還可以在存在瞬時大瞬態電流的情況下保持放大器安全運行。

欠壓：大多數開關輸出級只有當正電源電壓足夠高時，電路才能正常工作。如果存在電壓過低的欠壓條件，則會出現問題。此問題通常由欠壓鎖定電路處理，該電路允許輸出級僅在電源電壓高于欠壓鎖定閾值時才能運行。

輸出晶體管導通時序：MH和ML輸出級晶體管（圖6）具有非常低的 on 電阻。因此，重要的是避免MH和ML同時導通的情況，因為這將通過晶體管產生從V DD 到V SS 的低阻抗路徑。一個大的直通電流。充其量，晶體管會升溫并浪費電力;在最壞的情況下，晶體管可能會損壞。晶體管的先斷后合控制通過在接通之前強制關閉兩個晶體管來防止擊穿條件。兩個晶體管關閉的時間間隔稱為非重疊時間或死區時間。

聲音質量

必須解決幾個問題才能在D類放大器中獲得良好的整體音質。

點擊和彈出，當放大器開啟時會發生或者關閉可能非常煩人。不幸的是，除非在放大器靜音或取消靜音時仔細注意調制器狀態，輸出級時序和LC濾波器狀態，否則它們很容易引入D類放大器。

信噪比（SNR）：為了避免放大器本底噪聲發出嘶嘶聲對于便攜式應用，低功率放大器的SNR通常應超過90 dB，中功率設計的信噪比應為100 dB，高功率設計的信噪比應為110 dB。這對于各種放大器實現是可實現的，但是在放大器設計期間必須跟蹤各個噪聲源以確保令人滿意的整體SNR。

失真機制：這些包括調制技術或調制器實現中的非線性 - 以及輸出級用于解決直通電流問題的死區時間。

有關音頻信號電平的信息通常以寬度編碼D類調制器輸出脈沖。增加死區時間以防止輸出級直通電流引入非線性定時誤差，其在揚聲器中產生與理想脈沖寬度相關的定時誤差成比例的失真。避免擊穿的最短死區時間通常最適合最小化失真;參見進一步閱讀2，了解優化開關輸出級失真性能的詳細設計方法。

其他失真源包括：輸出脈沖的上升和下降時間不匹配，輸出晶體管柵極驅動電路的時序特性不匹配，以及LC低通濾波器元件的非線性。

電源抑制（PSR）：在圖2的電路中，電源噪聲幾乎直接耦合到揚聲器，幾乎沒有拒絕。這是因為輸出級晶體管通過非常低的電阻將電源連接到低通濾波器。濾波器抑制高頻噪聲，但設計用于傳遞所有音頻，包括噪聲。有關單端和差分開關輸出級電路中電源噪聲影響的詳細說明，請參閱“進一步閱讀3”。

如果沒有解決失真和電源問題，則很難實現PSR優于10 dB，或總諧波失真（THD）優于0.1％。更糟糕的是，THD往往是聽起來不好的高階類型。

幸運的是，這些問題有很好的解決方案。使用具有高環路增益的反饋（如許多線性放大器設計中所做的那樣）有很大幫助。來自LC濾波器輸入的反饋將極大地改善PSR并衰減所有非LC濾波器失真機制。通過在反饋回路中包括揚聲器，可以衰減LC濾波器的非線性。精心設計的閉環D類放大器可以獲得PSR> 60 dB和THD <0.01％的發燒級音質。

反饋使放大器設計復雜化，因為必須解決環路穩定性問題（高階設計的一個重要考慮因素）。此外，連續時間模擬反饋對于捕獲有關脈沖定時誤差的重要信息是必要的，因此控制環路必須包括用于處理反饋信號的模擬電路。在集成電路放大器實現中，這會增加芯片成本。

為了最大限度地降低IC成本，一些供應商更愿意最小化或消除模擬電路內容。有些產品使用數字開環調制器，加上模數轉換器來檢測電源變化，并調整調制器的行為以進行補償，如進一步閱讀3所述。這可以提高PSR，但不會解決任何問題。失真問題。其他數字調制器試圖預補償預期的輸出級定時誤差，或校正調制器的非理想性。這可以至少部分地解決一些失真機制，但不是全部。這些開環D類放大器可以處理容忍相當寬松的音質要求的應用，但是為了獲得最佳音質，某種形式的反饋似乎是必要的。

調制技術

D類調制器可以通過多種方式實施，并得到大量相關研究和知識產權的支持。本文僅介紹基本概念。

所有D類調制技術都將有關音頻信號的信息編碼為脈沖流。通常，脈沖寬度與音頻信號的幅度相關聯，并且脈沖的頻譜包括期望的音頻信號加上不期望的（但不可避免的）高頻內容。所有方案中的總集成高頻功率大致相同，因為時域波形中的總功率是相似的，并且根據Parseval定理，時域中的功率必須等于頻域中的功率。然而，能量的分布變化很大：在一些方案中，在低噪聲基底上存在高能量音調，而在其他方案中，能量被整形以消除音調但噪聲基底更高。

< p>最常見的調制技術是脈沖寬度調制（PWM）。從概念上講，PWM將輸入音頻信號與以固定載波頻率運行的三角波或斜坡波形進行比較。這在載波頻率處產生脈沖流。在載波的每個周期內，PWM脈沖的占空比與音頻信號的幅度成比例。在圖7的示例中，音頻輸入和三角波都以0V為中心，因此對于0輸入，輸出脈沖的占空比為50％。對于大正輸入，它接近100％，對于大負輸入接近0％。如果音頻幅度超過三角波的幅度，則發生全調制，脈沖串停止切換，各個周期內的占空比為0％或100％。

PWM非常有吸引力，因為它可以在幾百千赫的PWM載波頻率下實現100 dB或更高的音頻SNR，足以限制輸出級的開關損耗。此外，許多PWM調制器在高達近100％調制的情況下都是穩定的，其概念允許高輸出功率上升到過載點。然而，PWM有幾個問題：首先，PWM過程在許多實現中固有地增加了失真（進一步閱讀4）;接下來，PWM載波頻率的諧波在AM無線電頻帶內產生EMI;最后，PWM脈沖寬度在完全調制附近變得非常小。這在大多數開關輸出級柵極驅動器電路中引起問題 - 由于它們具有有限的驅動能力，它們不能以再現寬度為幾納秒的短脈沖所需的過高速度正確地切換。因此，在基于PWM的放大器中通常無法實現完全調制，將最大可實現的輸出功率限制為小于理論最大值 - 僅考慮電源電壓，晶體管 on 電阻和揚聲器阻抗。 / p>

PWM的替代方案是脈沖密度調制（PDM），其中給定時間窗口中的脈沖數與輸入音頻信號的平均值成比例。各個脈沖寬度不能像PWM那樣任意，而是“量化”到調制器時鐘周期的倍數。 1位Σ-Δ調制是PDM的一種形式。

sigma-delta中的大部分高頻能量分布在很寬的頻率范圍內 - 不集中在載波頻率倍數的音調中，如在提供Σ-Δ調制的PWM中，具有優于PWM的潛在EMI優勢。能量仍然存在于PDM采樣時鐘頻率的圖像中;但是，典型的時鐘頻率從3 MHz到6 MHz，圖像在音頻頻段之外 - 并且被LC低通濾波器強烈衰減。

sigma-delta的另一個優點是最小脈沖寬度是一個采樣時鐘周期，即使對于接近完全調制的信號條件也是如此。這簡化了柵極驅動器設計，并允許安全操作以達到理論上的全功率。盡管如此，在D類放大器中不經常使用1位Σ-Δ調制（進一步閱讀4），因為傳統的1位調制器僅對50％調制穩定。此外，需要至少64倍的過采樣才能獲得足夠的音頻帶SNR，因此典型的輸出數據速率至少為1 MHz，功率效率也有限。

最近，< em>自振蕩放大器已經開發出來，例如進一步讀取的放大器5.這種類型的放大器總是包括一個反饋環路，環路的特性決定了調制器的開關頻率，而不是外部的提供時鐘。高頻能量通常比PWM更均勻分布。由于反饋，可以獲得出色的音頻質量，但是環路是自振蕩的，因此很難與任何其他開關電路同步，或者在沒有先將數字轉換為模擬信號的情況下連接到數字音頻源。

全橋電路（圖3）可以使用“3態”調制來降低差分EMI。對于傳統的差動操作，半橋A的輸出極性必須與半橋B的輸出極性相反。只存在兩種差動工作狀態：輸出A為高電平，輸出B為低電平;和B低的低點。然而，存在兩個額外的共模狀態，其中兩個半橋輸出具有相同的極性（高或低兩個）。這些共模狀態中的一個可以與差分狀態結合使用以產生3態調制，其中LC濾波器的差分輸入可以是正的，0或負的。 0狀態可用于表示低功率電平，而不是像在2狀態方案中那樣在正狀態和負狀態之間切換。在0狀態期間LC濾波器中發生非常小的差分活動，從而降低了差分EMI，盡管實際上增加了共模EMI。差分效益僅適用于低功率水平，因為正負狀態仍必須用于向揚聲器提供大量功率。三態調制方案中變化的共模電壓電平對閉環放大器提出了設計挑戰。

馴服EMI

D類放大器的高頻成分輸出優點認真考慮。如果沒有正確理解和管理，這些組件可能會產生大量EMI并中斷其他設備的運行。

兩種EMI是關注的：輻射到空間的信號和通過揚聲器傳導的信號 - 和電源線。 D類調制方案確定傳導和輻射EMI分量的基線頻譜。然而，一些板級設計技術可用于降低D類放大器發出的EMI，盡管它具有基線頻譜。

一個有用的原則是最小化承載高頻電流的環路面積，因為相關EMI的強度與環路面積和環路與其他電路的接近度有關。例如，整個LC濾波器（包括揚聲器布線）應盡可能緊湊地布置，并靠近放大器。應將當前驅動和返回路徑的跡線保持在一起，以最大限度地減少環路區域（使用雙絞線作為揚聲器導線很有幫助）。另一個需要關注的地方是在切換輸出級晶體管的柵極電容時發生的大電荷瞬變。通常，該電荷來自儲存器電容，形成包含兩個電容的電流回路。通過最小化環路面積可以減小環路中瞬變的EMI影響，這意味著將儲能電容盡可能地靠近它所充電的晶體管放置。

插入RF有時很有幫助與放大器電源串聯的扼流圈。放置得恰當，它們可以將高頻瞬態電流限制在放大器附近的本地環路中，而不是沿著電源線長距離傳導。

如果柵極驅動非重疊時間非常長，感應電流從揚聲器或LC濾波器可以在輸出級晶體管的端子處正向偏置寄生二極管。當非重疊時間結束時，二極管上的偏壓從正向變為反向。在二極管完全關閉之前，大的反向恢復電流尖峰可以流動，從而產生麻煩的EMI源。通過保持非重疊時間非常短（也建議最小化音頻失真）可以最小化這個問題。如果反向恢復行為仍然是不可接受的，肖特基二極管可以與晶體管的寄生二極管并聯，以便轉移電流并防止寄生二極管導通。這有助于因為肖特基二極管的金屬 - 半導體結本質上不受反向恢復效應的影響。

具有環形電感器內核的LC濾波器可以最大限度地減少放大器電流引起的雜散場線。來自更便宜的鼓磁芯的輻射可以通過屏蔽來降低，這是成本和EMI性能之間的良好折衷 - 如果注意確保屏蔽不會不可接受地降低電感線性度和聲音質量。揚聲器。

LC濾波器設計

為了節省成本和電路板空間，大多數D類放大器的LC濾波器都是二階低通設計。圖3描繪了二階LC濾波器的差分版本。揚聲器用于抑制電路的固有共振。雖然揚聲器阻抗有時近似為簡單的電阻，但實際阻抗更復雜并且可能包括顯著的無功分量。為了獲得濾波器設計的最佳效果，應始終尋求使用精確的揚聲器模型。

常見的濾波器設計選擇是針對濾波器中下垂的最低帶寬在感興趣的最高音頻處的響應被最小化。如果對于高達20 kHz的頻率需要小于1 dB的下垂，典型濾波器具有40 kHz巴特沃斯響應（以實現最大平坦的通帶）。表中的標稱分量值給出了普通揚聲器阻抗和標準L和C值的近似巴特沃斯響應：

如果設計不包含揚聲器的反饋，揚聲器的THD將對線性度敏感LC濾波器元件。

電感設計因素：設計或選擇電感的重要因素包括磁芯的額定電流和形狀以及繞組電阻。

電流額定值：所選擇的磁芯應具有高于預期最高放大器電流的額定電流。原因是如果電流超過額定電流閾值且磁通密度變為大量，則許多電感器磁芯將磁飽和太高導致不希望的電感急劇減少。

通過在線芯周圍纏繞導線形成電感。如果有許多匝數，則與總線長度相關的電阻是顯著的。由于這個電阻串聯在半橋和揚聲器之間，因此一些輸出功率將在其中消散。如果電阻過高，請使用較粗的導線或將磁芯更換為需要較少匝數的不同材料，以提供所需的電感。

最后，不應忘記使用的電感形式如上所述，會影響EMI。

系統成本

使用D類放大器的音頻系統的總體成本中有哪些重要因素？我們如何才能最大限度地降低成本呢？

D類放大器的有源組件是開關輸出級和調制器。該電路的構建成本與模擬線性放大器的成本大致相同。在考慮系統的其他組件時會發生真正的權衡。

D類的較低功耗可以節省冷卻設備（如散熱器或風扇）的成本（和空間）。 D類集成電路放大器可以使用比線性放大器更小和更便宜的封裝。當從數字音頻源驅動時，模擬線性放大器需要D / A轉換器（DAC）將音頻轉換為模擬形式。對于模擬輸入D類放大器也是如此，但數字輸入類型有效地集成了DAC功能。

另一方面，D類的主要成本劣勢是LC濾波器。元件 - 尤其是電感器 - 占用電路板空間并增加了成本。在高功率放大器中，整體系統成本仍然具有競爭力，因為LC濾波器的成本可以通過冷卻設備的大量節省來抵消。但在成本敏感的低功耗應用中，電感器的成本變得繁重。在極端情況下，例如用于手機的廉價放大器，放大器IC可能比總LC濾波器成本便宜。此外，即使忽略貨幣成本，LC濾波器占用的電路板空間也可能成為小型應用中的一個問題。

為解決這些問題，有時會完全消除LC濾波器，以創建無濾波器放大器。這樣可以節省成本和空間，但卻失去了低通濾波的優勢。如果沒有濾波器，EMI和高頻功耗會增加得無法接受 - 除非揚聲器具有電感并且非常靠近放大器，否則電流環路面積最小，功率水平保持較低。雖然通常可以在手機等便攜式應用中使用，但對于家用立體聲等高功率系統來說這是不可行的。

另一種方法是盡可能減少每個音頻通道所需的LC濾波器組件的數量。這可以通過使用單端半橋輸出級來實現，這需要差分全橋電路所需的Ls和Cs數量的一半。但是，如果半橋需要雙極電源，那么與產生負電源相關的費用可能會過高，除非為某些其他目的已經存在負電源 - 或者放大器具有足夠的音頻通道，以攤銷負電源的成本供應。或者，半橋可以由單電源供電，但這會降低輸出功率，并且通常需要一個大型隔直電容。

ADI公司D類放大器

所有剛剛討論的設計挑戰可以構成一個相當苛刻的項目。為了節省設計人員的時間，ADI公司提供各種D類放大器集成電路，包括可編程增益放大器，調制器和功率輸出級。為簡化評估，每種放大器類型都有演示板，以簡化評估。每種電路板的PCB布局和材料清單都可作為可行的參考設計，幫助客戶快速設計工作，經濟高效的音頻系統，而無需“重新發明輪子”來解決主要的D類放大器設計挑戰。

例如，考慮AD1990，AD1992和AD1994系列雙放大器IC，針對中等功率立體聲或單聲道應用，需要兩個通道，每通道輸出高達5,10-和25-W。以下是這些IC的一些屬性：

AD1994 D類音頻功率放大器結合了兩個可編程增益放大器，兩個sigma-delta調制器和兩個功率輸出級，用于驅動家庭影院，汽車和PC音頻應用中的全H橋連接負載。它產生的開關波形可以驅動立體聲揚聲器，每個揚聲器最高可達25 W，或單個揚聲器可達50 W單聲道，效率可達90％。其單端輸入應用于可編程增益放大器（PGA），增益可設置為0,6,12和18 dB，以處理低電平信號。

器件具有集成保護，防止過熱，過流和直通電流的輸出級危險。由于特殊的定時控制，軟啟動和直流偏移校準，與靜音相關的咔嗒聲和砰砰聲最小。規格包括0.001％THD，105 dB動態范圍和> 60 dB PSR，使用來自開關輸出級的連續時間模擬反饋和優化的輸出級柵極驅動。其1位Σ-Δ調制器特別針對D類應用進行了增強，可實現500 kHz的平均數據頻率，高環路增益至90％調制，以及完全調制的穩定性。 獨立調制器模式允許它驅動外部FET以獲得更高的輸出功率。

它為PGA，調制器和數字邏輯使用5 V電源，為開關輸出級使用8 V至20 V的高壓電源。相關參考設計符合FCC B類EMI要求。當采用5 V和12 V電源驅動6 ohm負載時，AD1994靜態消耗487 mW，2 x 1 W輸出電平消耗710 mW， power-down 模式消耗0.27 mW。采用64引腳LFCSP封裝，額定溫度范圍為-40°C至+ 85°C

有關D類放大器的更多技術信息 - 包括Blackfin處理器的實現 - 可以在進一步閱讀部分找到。

致謝

作者要感謝ADI公司的Art Kalb和Rajeev Morajkar對本文的深思熟慮。

進一步閱讀

< li>國際整流器，應用筆記AN-978，“高壓浮動MOS柵極驅動器IC”。

Nyboe，F。等人，“D類放大器輸出中開環失真的時域分析”階段，“2005年9月在丹麥哥本哈根舉行的AES第27屆國際會議上發表。

Zhang，L。等，”噪聲型D類放大器的實時電源補償“， 2004年10月，加利福尼亞州舊金山舉行的第117屆AES大會上。

Nielsen，K。，“用于模擬和數字輸入開關功率放大器的脈沖寬度調制（PWM）方法的回顧和比較”，于1997年3月在德國慕尼黑舉行的第102屆AES大會上發表。

Putzeys，B。，“具有全輸出濾波器控制的簡單自振蕩D類放大器”，于118日發表AES公約，西班牙巴塞羅那，2005年5月。

Gaalaas，E.，et al，“Integrated Stereo Delta-Sigma Class D Amplifier，” IEEE J. Solid-State Circuits ，第一卷40，不。 12，2005年12月，第2388-2397頁。關于AD199x調制器。

Morrow，P。等人，“采用0.6 mm BCDMOS技術的20 W立體聲D類音頻輸出級”， IEEE J.固態電路，vol。 39，不。 2004年11月11日，第1948-1958頁。關于AD199x開關輸出級。

PWM和D類放大器，采用ADSP-BF535 Blackfin ?處理器，Analog Devices工程師對工程師注意事項EE-242。