簡(jiǎn)介

從一開(kāi)始，無(wú)線(xiàn)電設(shè)計(jì)人員面臨的最大挑戰(zhàn)之一就是帶寬的限制。早期，我們的無(wú)線(xiàn)電前輩認(rèn)為，由于探測(cè)器的限制，高于幾百kHz的頻率沒(méi)有任何價(jià)值。像Branly，F(xiàn)essenden，Marconi和許多其他人一樣，先鋒們一直在努力解決這個(gè)問(wèn)題，直到阿姆斯特朗和利維完善了外差，通過(guò)下變頻到較低的頻率來(lái)打開(kāi)頻率更高的頻率，探測(cè)器可以利用當(dāng)時(shí)的技術(shù)進(jìn)行充分的處理。雖然通過(guò)超外差過(guò)程打開(kāi)了更高的頻率，但帶寬仍然相對(duì)有限。

直到最近幾年，處理超過(guò)幾十MHz的頻率一直是一個(gè)挑戰(zhàn)，并且往往僅限于昂貴的解決方案采用大規(guī)模并行無(wú)線(xiàn)電技術(shù)。長(zhǎng)期以來(lái)一直希望簡(jiǎn)化這種方法并采用一種方法來(lái)同時(shí)處理盡可能多的帶寬。隨著半導(dǎo)體工藝和單片模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）架構(gòu)的成熟，這種能力在過(guò)去幾十年中逐漸發(fā)展。從90年代初到現(xiàn)在的適度開(kāi)始，ADC的直接RF采樣能力已經(jīng)從奈奎斯特帶寬約20 MHz增加到AD9213等產(chǎn)品的5 GHz以上。

隨著引入AD9213及其支持的大瞬時(shí)帶寬，打開(kāi)了許多新選項(xiàng)，不僅適用于儀器級(jí)接收器，還適用于直接RF采樣無(wú)線(xiàn)電，SIGINT和雷達(dá)。

典型的GSPS ADC對(duì)整體性能提出了獨(dú)特的挑戰(zhàn)，因?yàn)樗鼈冇啥鄠€(gè)并行運(yùn)行的ADC內(nèi)核構(gòu)成，以提高凈采樣率。這些轉(zhuǎn)換器中的每一個(gè)都必須仔細(xì)定時(shí)和對(duì)齊，即使如此，組成轉(zhuǎn)換器之間的小誤差也會(huì)產(chǎn)生大量的頻譜偽影。 1,2,3 此外，ADC必須精確跟蹤模擬輸入信號(hào)并仔細(xì)檢查對(duì)它們進(jìn)行采樣和數(shù)字化以防止正常的線(xiàn)性失真。這兩個(gè)挑戰(zhàn)，交錯(cuò)和原始帶寬，使寬帶寬ADC的設(shè)計(jì)在需要高保真度的情況下非常具有挑戰(zhàn)性，如在高級(jí)無(wú)線(xiàn)電和儀器等光譜應(yīng)用中。

AD9213可以應(yīng)對(duì)挑戰(zhàn)通過(guò)實(shí)現(xiàn)片上抖動(dòng)和校準(zhǔn)實(shí)現(xiàn)的所有信號(hào)條件下的出色線(xiàn)性度，產(chǎn)生更高頻率的操作和性能。 CW輸入為4 GHz時(shí)，NSD約為-152 dBFS / Hz，SFDR通常優(yōu)于65 dBc，包括二次和三次諧波。這樣可以實(shí)現(xiàn)真正的5G儀器級(jí)接收器性能。

除了出色的高頻性能外，低次諧波的行為也與預(yù)期的一致。來(lái)自線(xiàn)性設(shè)備。也就是說(shuō)，諧波的行為與簡(jiǎn)單的多項(xiàng)式所預(yù)測(cè)的一樣，這對(duì)于ADC來(lái)說(shuō)是非典型的。 4 這很重要，因?yàn)樗_保了大信號(hào)和小信號(hào)環(huán)境下的高性能。

如圖3的功率掃描數(shù)據(jù)所示，二次和三次諧波遵循基于其輸入電平的預(yù)測(cè)響應(yīng)，并且一旦達(dá)到測(cè)量的本底噪聲，則在較低輸入電平處沒(méi)有額外的重現(xiàn)。這很重要，因?yàn)樗试S在選擇頻率規(guī)劃時(shí)將這些主要的雜散放置在帶外。四階及以上的雜散產(chǎn)品并不重要。在外差中，必須仔細(xì)規(guī)劃無(wú)線(xiàn)電混頻器馬刺以避免干擾;同樣是直接RF采樣真。

其中直接RF采樣獲

RF采樣是一個(gè)有趣的選擇對(duì)其他無(wú)線(xiàn)電架構(gòu)。從歷史上看，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的功率非常高，以達(dá)到適合無(wú)線(xiàn)電設(shè)計(jì)的性能水平。以前的研究表明，對(duì)于低成本，低功耗的解決方案，像AD9371這樣的零中頻無(wú)線(xiàn)電架構(gòu)總是名列前茅。這一點(diǎn)很明顯，多年來(lái)所有生產(chǎn)手機(jī)，藍(lán)牙?和類(lèi)似設(shè)備都已遷移到這種架構(gòu)中，這是有充分理由的。這些是受約束的帶寬系統(tǒng)，但不一定是受約束的性能。對(duì)于需要任意窄帶寬的系統(tǒng)，零中頻架構(gòu)幾乎總是正確的解決方案。然而，在需要任意寬帶寬的應(yīng)用中，如儀器，雷達(dá)和寬帶通信，直接RF采樣一直是目標(biāo)。在這些應(yīng)用中，可以理解的是，其他架構(gòu)提供的一些成本和功率效率可以用于更寬的系統(tǒng)帶寬。

因此，當(dāng)選擇RF采樣架構(gòu)時(shí)，它旨在覆蓋最寬的帶寬，以確保整體無(wú)線(xiàn)電性能。 AD9213等新型RF ADC設(shè)計(jì)用于提供超過(guò)10 GSPS的超快采樣速率和8 GHz以上的采樣帶寬，可為許多應(yīng)用提供直接RF采樣。

大多數(shù)無(wú)線(xiàn)電業(yè)務(wù)的每頻段分配低于75 MHz。使用10 GSPS ADC，頻譜的有效利用率低于奈奎斯特帶寬的2％。在一些研究中，直接RF采樣的功率效率約為零IF架構(gòu)的1/2。為了提高無(wú)線(xiàn)電應(yīng)用的整體效率，RF采樣提供了一次采樣多個(gè)頻段的可能性。

如圖4所示，對(duì)于較低的帶寬要求，IF采樣和零IF等傳統(tǒng)架構(gòu)比直接RF采樣功率低得多。只有當(dāng)您接近帶寬大約為最新帶寬的2倍時(shí)才能獲得零中頻或中頻采樣解決方案功率，直接射頻采樣才有意義。另一種看待這種情況的方法是，與零中頻或中頻采樣解決方案相比，對(duì)于受約束的帶寬系統(tǒng)，直接射頻采樣架構(gòu)的功耗將超過(guò)任何其他解決方案的2倍，成本約為其兩倍。

在過(guò)去的三十年中，噪聲譜密度（NSD）每年約為1 dB，從商業(yè)設(shè)備測(cè)量，并且從學(xué)術(shù)評(píng)分論文中略微提高。 5 在此期間，重點(diǎn)是交流性能，包括帶寬和SNR /諧波。然而，在過(guò)去幾年中，轉(zhuǎn)換器的性能已達(dá)到足以滿(mǎn)足大多數(shù)應(yīng)用的程度，現(xiàn)在焦點(diǎn)已經(jīng)開(kāi)始從交流性能轉(zhuǎn)變?yōu)楣暮凸杳娣e（成本）。

在圖6中，采樣率繪制在水平軸上，垂直軸上有品質(zhì)因數(shù)。隨著時(shí)間的推移，開(kāi)發(fā)出更快的轉(zhuǎn)換在給定時(shí)間點(diǎn)落在技術(shù)前沿附近的設(shè)備往往在采樣率方面處于領(lǐng)先地位，并且歷史上功率更高且品質(zhì)因數(shù)（FOM）更低。一旦技術(shù)前沿超過(guò)了給定的采樣率，那么該速率的新設(shè)備就會(huì)顯示出改進(jìn)的品質(zhì)因數(shù)，從而轉(zhuǎn)化為更低的功率，更小的芯片尺寸以及降低向建筑前端移動(dòng)的成本。根據(jù)Murmann的最新數(shù)據(jù)集，AD9213正處于技術(shù)前沿，這表明該級(jí)別的未來(lái)轉(zhuǎn)換器將具有更低的功耗和其他優(yōu)勢(shì)。

趨勢(shì)創(chuàng)造了一個(gè)有趣的轉(zhuǎn)變前端的射頻功率由物理學(xué)主導(dǎo)，物理學(xué)將天線(xiàn)連接器的功率移動(dòng)到ADC輸入，因此，摩爾定律表明數(shù)字功能不具有彈性。因此，隨著轉(zhuǎn)換器功率在接下來(lái)的幾代中繼續(xù)下降，主要的功率貢獻(xiàn)者將成為放大器，它們的功耗將保持近似平坦，而今天它可以從ADC中獲得貢獻(xiàn)，包括接口的貢獻(xiàn)更少，而且下降

圖7顯示了一個(gè)基本的直接RF采樣架構(gòu)，包括一串放大器和適當(dāng)?shù)?a href="http://www.1cnz.cn/tags/濾波器/" target="_blank">濾波器。正如預(yù)期的那樣，沒(méi)有頻率轉(zhuǎn)換階段，只有放大器用于提高克服ADC本身噪聲所需的信號(hào)電平，以及廣泛的RF濾波器，以防止轉(zhuǎn)換器內(nèi)部出現(xiàn)不希望的混疊。

至于濾波，兩種方法都是可能的。首先，可以應(yīng)用盡可能寬的濾波器，注意防止混疊。通常，可以創(chuàng)建寬帶濾波器，提供高達(dá)80％的奈奎斯特，并且可以覆蓋具有良好性能的第一或第二奈奎斯特區(qū)域。在大多數(shù)情況下，由于混疊而使通帶穿過(guò)奈奎斯特區(qū)域是不合理的，但有些情況下這適用于明確定義的情況。

第二種過(guò)濾方法是提供ADC的兩個(gè)或多個(gè)通帶。 GSPS ADC的一個(gè)關(guān)鍵優(yōu)勢(shì)是高采樣率有助于非常靈活的頻率規(guī)劃和模擬信號(hào)的放置。在多頻段無(wú)線(xiàn)電的情況下，可以在單獨(dú)的RF放大器上配置典型的RF SAW濾波器，以分別處理每個(gè)頻段，然后將其相加到ADC中進(jìn)行采樣。如果它們不在同一頻率上混疊，則這些頻帶中的每一個(gè)都可能落入單獨(dú)的奈奎斯特區(qū)域。每個(gè)頻段都有獨(dú)立的放大器，可以為每個(gè)頻段優(yōu)化增益，從而最大限度地減少交叉帶減敏并最大限度地提高性能。但是，如前所述，RF功率可能很大，并且存在多頻帶的其他選項(xiàng)。

在某些情況下，可以單獨(dú)過(guò)濾幾個(gè)頻段，但通過(guò)單個(gè)RF放大器鏈進(jìn)行放大。這具有以下優(yōu)點(diǎn)：通過(guò)共享單個(gè)增益路徑來(lái)優(yōu)化RF鏈中的功率。但是，兩個(gè)樂(lè)隊(duì)之間的表現(xiàn)必須以某種方式進(jìn)行交易。這意味著如果一個(gè)頻段具有需要調(diào)整增益的大信號(hào)，則會(huì)影響另一頻段的性能。在許多情況下，考慮到所需的相對(duì)動(dòng)態(tài)范圍，這是可以接受的。圖9中有一個(gè)這樣的實(shí)現(xiàn)。雖然這個(gè)應(yīng)用專(zhuān)注于手機(jī)頻段，但它很容易適應(yīng)其他應(yīng)用，包括寬帶儀器，如頻譜分析和采樣范圍。

圖10顯示了具體實(shí)現(xiàn)。對(duì)于這種設(shè)計(jì)，SAW濾波器的輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)經(jīng)過(guò)精心設(shè)計(jì)，以確保在一個(gè)頻段的共振下，另一側(cè)的網(wǎng)絡(luò)顯示為開(kāi)路。應(yīng)該注意，匹配網(wǎng)絡(luò)包括集總元件以及傳輸線(xiàn)。以這種方式，兩個(gè)不同電路路徑之間的相互作用被最小化。

通過(guò)精心設(shè)計(jì)，可以從這些網(wǎng)絡(luò)中獲得相當(dāng)好的性能。正向傳輸特性如圖11所示。這里，保留每個(gè)SAW濾波器的特性而不影響另一個(gè)。在這種設(shè)計(jì)中，Band 1和Band 3是平行的?？梢赃x擇其他頻段或頻率范圍，該方法仍然有效。

對(duì)于信號(hào)電平規(guī)劃，應(yīng)牢記幾個(gè)問(wèn)題。在使用ADC進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)，首先要遵循的規(guī)則之一是在ADC前面施加足夠的增益，使前端噪聲淹沒(méi)ADC的前沿噪聲。雖然ADC繼續(xù)改進(jìn)，但ADC的噪聲本質(zhì)上不是高斯噪聲，并且可能導(dǎo)致包含它們的任何系統(tǒng)的性能出現(xiàn)許多問(wèn)題。 4 圖12顯示了前端差異之間的關(guān)系 - 噪聲指的是ADC輸入，ADC噪聲以及對(duì)總噪聲的影響。一般原則是將前端噪聲保持在比ADC高10 dB以上。如果遵循，這將確保ADC僅對(duì)總噪聲貢獻(xiàn)小于0.4 dB。這可確保系統(tǒng)性能符合預(yù)期。

從AD9213數(shù)據(jù)手冊(cè)中，典型的NSD約為-152 dBFS / Hz。標(biāo)稱(chēng)滿(mǎn)量程為7 dBm，表示-145 dBm / Hz。前端熱噪聲應(yīng)達(dá)到-135 dBm / Hz，表示增益加上NF至少為39 dB。如圖10所示，該電路提供43 dB的增益和3 dB的NF，使總前端噪聲增加到-128 dBm / Hz。在無(wú)輸入條件下，兩者之間的差異對(duì)于最大增益約為19 dB。隨著輸入信號(hào)的增加，由于所用時(shí)鐘源的抖動(dòng)，ADC本底噪聲會(huì)增加幾個(gè)dB。

放大并行SAW濾波器所覆蓋的兩個(gè)頻段可以提供更多細(xì)節(jié)。圖14顯示了左側(cè)背景噪聲和右側(cè)近全尺度CW信號(hào)注入的并排比較。觀(guān)察寬帶本底噪聲而不是兩個(gè)通帶，可以看到當(dāng)注入大的CW信號(hào)時(shí)，噪聲基底會(huì)在右側(cè)略微上升。這是由于時(shí)鐘上的抖動(dòng)與模擬輸入進(jìn)行卷積。 6 現(xiàn)在比較兩個(gè)通帶的噪聲基底，在兩個(gè)通帶內(nèi)的噪聲基底中沒(méi)有檢測(cè)到增加。這是因?yàn)楫?dāng)施加大信號(hào)時(shí)，來(lái)自前端的熱噪聲會(huì)淹沒(méi)ADC噪聲基底。如果仔細(xì)觀(guān)察原始數(shù)據(jù)，可以看到通帶中的本底噪聲增加了大約0.3 dB，相當(dāng)于根據(jù)圖12噪聲的11 dB差異。

圖13提供了已完成無(wú)線(xiàn)電的過(guò)空測(cè)量示例。由于這是一個(gè)寬帶無(wú)線(xiàn)電，帶寬超過(guò)2 GHz且濾波最少，因此可以看到許多信號(hào)。左半部分頻譜顯示頻率高達(dá)約900 MHz，包括高功率FM和電視廣播。在此之上，直到兩個(gè)SAW濾波器的通帶覆蓋2.1GHz（UMTS頻帶1）和1.8GHz（UMTS頻帶3），才能看到最小頻率。通過(guò)陰影識(shí)別頻帶3，但是兩個(gè)頻帶顯示噪聲基底的高度，如通過(guò)濾波器的過(guò)量前端噪聲所預(yù)期的那樣。由于這些測(cè)量是在美國(guó)進(jìn)行的，因此在頻段3中檢測(cè)到的很少，但是頻段1捕獲了頻段2的下行鏈路的一部分。在此之上，抗混疊濾波器消除了任何剩余信號(hào)，噪聲基底很安靜。

結(jié)論

雖然各種類(lèi)型的外差設(shè)備繼續(xù)主導(dǎo)設(shè)計(jì)，但寬帶ADC技術(shù)已經(jīng)成熟到可以進(jìn)行RF采樣的程度適用于曾經(jīng)由頻率轉(zhuǎn)換設(shè)計(jì)主導(dǎo)的廣泛應(yīng)用。如本文所示，直接采樣寬帶系統(tǒng)存在新的選擇。 AD9213等產(chǎn)品在高于2 GHz的頻率下實(shí)現(xiàn)了高保真數(shù)字化的可能性，使其成為需要大量瞬時(shí)帶寬（包括示波器，分析儀和寬帶/多頻段無(wú)線(xiàn)電）的應(yīng)用的理想選擇。雖然有些人表示這對(duì)于GHz RF頻率是不可能的，但AD9213已經(jīng)突破了這些障礙，并且后代表現(xiàn)出了持續(xù)改進(jìn)的希望。轉(zhuǎn)換器產(chǎn)品不斷發(fā)展和成熟，繼續(xù)推動(dòng)性能和效率的發(fā)展，使其成為GHz寬帶系統(tǒng)的理想選擇。