有線或無線發射器中的回波損耗是在向負載供電時傳輸功率與反射功率之比。它是描述傳輸效率的關鍵參數，可用作指示過量功率從負載反射回源。在天線回波損耗較差的無線發射器中，高水平的反射功率會損壞驅動天線的功率放大器。

本文介紹了一種精確測量有線或無線回波損耗的新方法。無需任何系統校準即可在寬頻率范圍（2 GHz至26 GHz）內實時發射。

電路操作

圖1顯示了完整電路，其中回波損耗為在RF放大器和其負載之間測量;負載將是實際無線系統中的天線。使用寬頻定向耦合器檢測入射和反射功率，頻率范圍為2 GHz至26.5 GHz。

RF開關用于交替連接到定向耦合和隔離端口耦合器。使用負邏輯CMOS控制電路周期性地切換RF開關上的控制線。吸收式RF開關用于確保定向耦合器的兩個端口始終以50Ω端接。從開關輸出的耦合RF信號然后驅動ADL6010的輸入，ADL6010是一個寬帶微波探測器，工作頻率范圍為500 MHz至43.5 GHz。

AD7091R 12位ADC采樣ADL6010 RF探測器的輸出速率為1 MSPS。這將檢測器的模擬輸出電壓轉換為數字代碼。使用正向和反向代碼，可以在不需要系統校準的情況下計算回波損耗。

無校準回波損耗測量和計算

圖2顯示了ADL6010的傳遞函數集成微波二極管檢測器的直流輸出電壓與交流輸入電壓。該探測器具有45 dB的探測范圍，工作頻率范圍為500 MHz至43.5 GHz。

該器件具有所謂的線性V / V傳輸功能。這意味著當輸入功率在45 dB線性工作區域（大約-30 dBm至+15 dBm或7.1 mV rms至1.3 V rms）內時，直流輸出電壓與輸入交流電壓成正比。與傳統的基于肖特基二極管的探測器不同，沒有平方律操作區域。這導致傳遞函數可以使用簡單的線性方程建模：

其中m是V / V的斜率，b是y軸截距。

用dBm的功率重寫這個等式，我們get：

其中R是系統阻抗，通常為50Ω。

功率檢測器的輸出響應溫度會有所不同，頻率，從設備到設備。因此，前一個等式中m和b的值會有所不同，通常必須使用校準來確定。

要使用輸出電壓反向計算檢測器的輸入功率，需要在每個頻率和每個頻率上進行校準。每個設備。但是，在圖1所示的電路中，我們只是試圖測量回波損耗。由于正向和反向功率由同一探測器測量，因此可以證明回波損耗可以使用以下公式計算：

其中V F 和V R 是RF開關連接定向耦合器時來自探測器的測量輸出電壓分別對定向耦合器的正向和反向耦合端口。當y截距（b）接近于零時，這個方程成立，這就是這個特定探測器的情況（見圖2）。

這個方程很重要，因為m和b項是沒有的更長的禮物。這意味著無需任何系統校準即可測量精確的回波損耗。

實際上，圖1中ADC的代碼用于執行計算。所以最終的等式變為：

同樣，由于ADC的y軸截距接近0，我們不需要對ADC進行任何校準測量精確的回波損耗。

反射系數更容易計算，因為對log（x）計算的要求消失了。這產生了等式：

可以使用以下公式計算VSWR：

測試結果

圖3顯示了當存在20 dB的回波損耗時，在2 GHz時測量的回波損耗與輸入功率之比。

模擬具有20 dB回波損耗的天線，帶有9 dB衰減器開路輸出連接到定向耦合器的輸出。理想情況下，這應該導致18 dB的回波損耗。然而，當考慮到電纜損耗，連接和耦合器插入損耗的影響時，該測試負載的真實回波損耗確定為大約20 dB。

從圖3中的圖表中，我們請注意，對于0 dBm至+25 dBm的輸入功率，測得的回波損耗保持接近20 dB。在這些水平之上和之下，測量的回波損耗顯著降低。在高端（這是由于探測器輸入的功率超過其飽和點+15 dBm），由于耦合系數和插入，通過定向耦合器的+27 dBm功率在RF探測器處顯示為+15 dBm開關丟失。

在低端（輸入功率低于0 dBm），誤差是由探測器的靈敏度引起的。 0 dBm輸入功率從負載反射回-20 dBm。該電平通過耦合器和RF開關下降約12 dB，到達檢測器時的功率電平約為-32 dBm，低于ADL6010探測器的輸入靈敏度。

選擇定向耦合器

每個定向耦合器都有一個耦合和一個隔離端口，如圖4所示。正向耦合信號出現在耦合輸出上，而負載反射的信號耦合到隔離的港口。在大多數定向耦合器上，隔離端口采用永久性，不可拆卸的50Ω端接端接。對于這種應用，選擇Marki Microwave C10-0226有很多原因。該器件具有寬泛的工作頻率范圍（2 GHz至26 GHz），覆蓋了ADL6010探測器范圍的重要部分。在此范圍內，它具有20 dB或更高的輸入回波損耗和方向性。為了測量負載上20 dB的回波損耗，耦合器本身的方向性和輸入回波損耗必須至少超過此數值。

C10-2226上的隔離端口耦合器沒有固定終端。相反，用戶可以連接50ΩSMA負載以進行正常操作。但是，在這種情況下，我們利用此功能并使用隔離端口來測量反向功率。因此，我們有效地使用一個能夠檢測入射和反射功率的器件。

耦合器的耦合系數為10 dB。耦合因子對電路級規劃有重大影響，如圖5所示。為了優化電路的檢測范圍，天線端口的最大功率應映射到檢測器的最大輸入功率。因此，在此示例中，10 dB耦合系數（以及RF開關的2 dB插入損耗）和檢測器的最大輸入功率+15 dBm將天線端口的最大功率設置為+27 dBm。如果需要更高的輸出功率，則可以使用具有更高耦合系數的定向耦合器。這將具有略低的耦合器插入損耗的優點?；蛘撸梢栽陂_關的輸出和檢測器的輸入之間插入額外的衰減。

在實際電路中，表面貼裝定向耦合器可能是優選的。這些器件往往具有與此處使用的連接器耦合器類似的插入損耗。但是它們的帶寬，方向性和隔離度往往不會那么好。

RF開關選擇注意事項

此應用中使用了HMC547LC3開關。這是一款單刀雙擲非反射開關，輸入頻率范圍為直流至28 GHz，高速開關時間為6 ns。

此開關的非反射特性對正確無關整個電路的操作。如果沒有連接時開關在其輸入端出現的50Ω負載，則定向耦合器將無法正確端接。

此應用中，開關的插入損耗并不重要。開關的插入損耗有效地增加了定向耦合器的耦合系數。此外，由于正向和反向功率通過相同的路徑，因此溫度和頻率的任何變化都會抵消。該開關與耦合器一起將電路的操作限制在最大28 GHz。要將電路工作在ADL6010探測器的最大輸入頻率，必須使用更高頻率的開關。

ADC選擇注意事項

AD7091R是一款12位逐次逼近型寄存器SAR ADC。這是一款低功耗ADC，典型值為349μA，吞吐速率高達1 MSPS。可以使用較低的吞吐速率，從而降低功耗。

選擇此ADC主要是因為它具有足夠的分辨率，可以在整個輸入范圍內檢測ADL6010檢波器的輸出電壓。檢波器的所謂線性V / V傳遞函數（如圖2所示）意味著增量輸出斜率（V / dB）隨輸入功率而降低。因此，選擇12位ADC，即使輸入功率位于探測器輸入范圍的底端，也可以解決小于1 dB的輸入功率變化。

在實際實施中該電路中，ADC的每個數字代碼都通過3線SPI接口傳輸到PC。然后PC上的軟件程序計算并顯示回波損耗。

測量正向和反向耦合信號所需的時間，計算回波損耗大約為1.4 ms-500，收集500個反向采樣在每個周期。大量樣本提供平均值，這在信號具有快速變化包絡的應用中是必需的。此外，在檢測器的輸出和ADC的輸入之間放置了一些低通濾波（一個簡單的R到C電路，沒有任何緩沖），以提供額外的平均值。

軟件程序大約需要400μs，用于執行正向和反向采樣之間的切換操作。這導致1.4 ms的更新速率。

在更快的切換可用的情況下也可以使用替代采樣方案（前一示例中的切換速率受控制軟件的限制，而不受交換機本身的限制） 。

射頻功率測量

到目前為止，重點是測量回波損耗而無需任何校準。通過添加簡單的校準程序，該電路還可用于精確測量傳輸功率。圖6顯示了輸入功率在2 GHz時掃描的位置，并使用ADC代碼以及在校準期間獲取的m和b值計算功率。

結論

所描述的電路為測量精確回波損耗提供了方便的解決方案，其中執行校準是不可能的或不合需要的。它的絕對功率檢測范圍為45 dB。這允許在25 dB的RF功率范圍內測量高達20 dB的回波損耗。絕對功率范圍可以從0 dBm到+25 dBm的最小范圍向上擴展。

雖然所使用的RF檢測器的輸入頻率范圍為500 MHz至43.5 GHz，但電路的頻率范圍通常會受到所使用的RF開關或定向耦合器的限制，特別是在使用表面貼裝耦合器時。

所描述的電路已在單個PCB上實現（定向耦合器除外）它可在ADI公司獲得。有關詳細信息，請訪問www.analog.com/CN0387。