簡介

在MP3播放器，個人媒體播放器，數碼相機和其他便攜式消費類應用中實現高性能和低功耗一直是設計師面臨的挑戰。這些電池供電的系統通常采用嵌入式數字信號處理器（DSP），以便在處理多媒體應用時實現最大處理能力，并在 sleep 模式下實現最低功耗。電池壽命對于手持式電池供電產品至關重要，使其成功與電力系統的效率直接相關。

此類系統的關鍵組件是降壓DC-to -dc開關穩壓器，有效地從較高電壓電源（例如4.5 V）獲得低電源電壓，例如1 V。作為穩壓器，它必須保持恒定電壓，快速響應上游電源或負載電流的變化。我們將在這里討論一種提供良好調節，高效率和快速響應的架構。

開關穩壓器剖析

圖1顯示使用ADI公司ADP2102的典型應用電路 - 占空比，3 MHz，同步降壓轉換器。它提供多種固定輸出和電阻可編程電壓選項。它采用固定電壓配置，從5.5 V輸入電壓產生穩定的0.8 V輸出，并驅動300 mA負載。接下來將介紹電阻可編程應用示例。

以下是電路工作的簡要說明：將一部分直流輸出電壓與誤差放大器中的內部參考電壓進行比較，其輸出與電流檢測放大器的輸出進行比較，以驅動單次觸發，持續一段時間，取決于比率 V OUT / V <子> IN 的。一次性導通上部選通晶體管，電感器L1中的電流上升。當單次觸發超時時，晶體管關閉，電流斜坡下降。在由最小關閉定時器和最小（“谷值”）電流確定的間隔之后，再次脈沖一次性。片上單觸發定時器采用輸入電壓前饋，以在穩定狀態下保持恒定頻率。

這種振蕩無限延續 - 大約3 MHz，但必要時會偏離，以響應瞬態線路和負載變化 - 將輸出電壓維持在編程值，將平均電感器電流維持在輸出負載所需的值。

上述方法相對較新。多年來，直流到直流轉換的主要方法是恒定頻率峰值電流方法，在步驟中實施時也稱為后沿調制 -down DC-DC轉換器。有關該方法的描述，以及相對于上述恒定導通時間谷電流模式轉換器的優缺點評估，請參閱側欄。

ADP2102還包括欠壓鎖定，軟啟動，熱關斷，短路保護和±1％反饋精度。這種架構允許主開關的導通時間低至或低于60 ns。

圖2顯示了各種條件下的典型波形。圖2a顯示低占空比伴隨著從V IN = 5.5 V到V OUT = 0.8 V的大電壓降低，I LOAD = 600毫安。從圖中可以看出，實現的最小導通時間為45 ns，開關頻率為3 MHz。

圖2b顯示了負載電流和電感電流響應負載電流增加300 mA的步長。

圖2c顯示了響應300 mA步進減小時的負載電流和電感電流負載電流。

圖2d顯示，當器件工作在50％占空比時，沒有次諧波振蕩，這是使用峰值電流模式控制的器件所關注的問題。這種占空比值稍微大于或小于50％的情況也可以避免次諧波振蕩。

動態電壓調整DSP應用

在采用數字信號處理器（DSP）的便攜式應用中，開關轉換器通常提供DSP的核心電壓和I / O軌。這兩款電源都需要專為電池應用而設計的高效DC-DC轉換器。提供核心電壓的穩壓器必須能夠根據處理器的時鐘速度或軟件的指示動態改變電壓。小的總解決方案尺寸也很重要。

這里描述的是通過用外部高效調節器替換Blackfin ?處理器的內部調節器，可以在電池供電的應用中實現系統功率效率的提高。還描述了外部穩壓器的控制軟件。

動態電源管理

處理器的功耗與工作電壓的平方成正比（V CORE ）并與工作頻率成線性比例（F SW ）。因此，降低頻率會線性降低動態功耗，而降低核心電壓會使其呈指數降低。

在功耗敏感的應用中改變時鐘頻率而非電源電壓非常有用DSP只是監控活動或等待外部觸發。然而，在高性能電池供電的應用中，僅僅改變頻率可能無法節省足夠的功率。 Blackfin處理器和其他具有先進電源管理功能的DSP允許核心電壓隨頻率變化而變化，從而在每種情況下尋求電池的最佳負載。

ADSP中的動態電壓調節 - BF53x系列Blackfin處理器通常采用內部電壓控制器和外部MOSFET實現。這種方法的優點是可以將單個電壓（VDDEXT）應用于DSP子系統，而DSP則從MOSFET獲得必要的核心電壓（VDDINT）。內部寄存器允許調節的核心電壓由軟件控制，以便可以協調MIPS，最終消耗能量，以實現最佳電池壽命。

要完全實現這種內部Blackfin穩壓器方案，需要外部MOSFET，肖特基二極管，大電感和多輸出電容 - 這是一種相對昂貴的解決方案，效率低，使用相對較大的PCB面積。集成穩壓器所需的大電感器和電容器的使用使得系統設計者與消費者對便攜式設備的期望盡可能小的沖突相沖突。隨著集成穩壓器控制器的效率相對較低 - 通常為50％至75％ - 這種方法不太適合高性能，手持式，電池供電的應用。

外部調節

通過在現代DC-DC開關轉換器中進行設計，Blackfin集成方法的原生效率可提高到90％或更高。使用外部穩壓器時，外部元件的尺寸也可以減小。

提供各種動態電壓調節（DVS）控制方案，包括開關電阻 - 在某些情況下，可以通過使用DAC到脈沖寬度調制（PWM）來實現，這可以實現與內部方法一樣精細的粒度。無論采用何種方案，都必須能夠通過軟件控制來改變調節水平。雖然這種調節控制方法是內部穩壓器方法所固有的，但必須在外部方法中添加。

本文介紹了使用ADP2102同步DC-DC轉換器調整DSP內核電壓的兩種方法。當處理器以降低的時鐘速度運行時，動態調整核心電壓至1.2 V至1.0 V的值。

ADP2102高速同步開關轉換器可在2.7 V至5.5 V電池電壓下調節核心電壓，最低可達0.8 V.其恒定導通時間，電流模式控制和3 MHz開關頻率提供出色的瞬態響應，非常高的效率以及出色的線路和負載調節。高開關頻率允許使用超小型多層電感器和陶瓷電容器。 ADP2102采用節省空間的3 mm×3 mm LFCSP封裝，僅需三個或四個外部元件。功能齊全，它包括安全功能，如欠壓鎖定，短路保護和熱關斷。

圖3說明了實現DVS的電路。 ADSP-BF533 EZ-KIT Lite ?評估板上的3.3 V系統電源為ADP2102降壓轉換器供電，其輸出電壓設置為1.2 V，使用外部電阻分壓器 R < / em> 1 和 R 2 。 DSP的GPIO引腳用于選擇請求的內核電壓。改變反饋電阻可將內核電壓調整為1.2 V至1.0 V.N溝道MOSFET通過插入電阻 R 3 與 R并聯來修改分壓器 <子> 2 。與 R 3 相比，IRLML2402的0.25歐姆 R DSon 較小。 3.3 V GPIO電壓用于驅動MOSFET柵極。需要前饋電容 C FF 以獲得更好的瞬態性能和改善負載調節。

兩級開關的一般應用要求是：

DSP內核電壓（ V OUT 1 ）= 1.2 V

DSP內核電壓（ V OUT 2 ）= 1.0 V

輸入電壓= 3.3 V

輸出電流= 300 mA

高阻值電阻用于最大限度地減少通過電阻分壓器的功率損耗。前饋電容減小了開關期間柵極 - 漏極電容的影響。通過使用更小的反饋電阻和更大的前饋電容，可以最大限度地減少在此過渡期間引起的過沖和下沖，但這只會以額外的功耗為代價。

圖4顯示了輸出電流 I OUT ，輸出電壓， V OUT 和控制電壓， V SEL 。 V SEL 上的低電平將輸出電壓調整為1.0 V， V SEL上的高電平 將其縮放到1.2 V。

為DVS生成兩個不同電壓的簡單方法是使用控制電壓V C 來注入電流通過附加電阻進入反饋網絡。調節控制電壓的占空比會改變其平均直流電平。因此，可以使用單個控制電壓和電阻來調節輸出電壓。以下公式用于計算電阻R 2 ，R 3 的值，以及控制電壓幅度電平， V C_LOW 和 V C_HIGH 。

V OUT 1 = 1.2 V， V OUT 2 = 1.0 V， V FB = 0.8 V， V C_LOW = 3.3 V， V C_HIGH = 0 V， R 1 = 49.9 kohm， R 2 和 R 3 可按如下方式計算

這種方法可以產生更平滑的過渡。與MOSFET開關方法相反，任何可以驅動電阻性負載的控制電壓都可用于此方案，而MOSFET開關方法只能用于驅動容性負載的控制信號源。該方法可以縮放到任何輸出電壓組合和輸出負載電流。因此，可以通過根據需要縮放核心電壓來降低DSP功耗。圖5顯示了上述方案的實現。圖6顯示了使用此電流注入方法在兩個輸出電壓之間的轉換。

降壓DC-DC轉換器中恒定導通時間谷值電流模式控制方案的優點

恒定頻率峰值 - 電流控制方案使用兩個回路調節高輸入電壓以產生低輸出電壓，即外部電壓回路和內部電流回路。控制信號和輸出之間存在最小相移，因此可以進行簡單的補償。

通過NMOS主開關的電感電流通常通過監控主開關上的電壓降或者開關時的電壓降來測量。位于主開關輸入和漏極之間的串聯電阻上的壓降。在電感器電流感測期間開關節點上的寄生效應在任何一種情況下都會引起振鈴行為，因此在測量電感器電流之前需要消隱時間。這減少了主開關在低占空比操作期間保持開啟和穩定的可用時間。圖A顯示了主開關上的電感電流和電流檢測信號，包括消隱時間和導通時間。

在低占空比工作期間，即輸出時與輸入相比非常小，主開關導通始終由內部時鐘控制，并且與反饋環路無關。因此，存在最小導通時間，限制了在較高開關頻率下的操作。而且，由于建立時間限制，不可能感測電流，因為脈沖不夠寬。消隱時間主導開關導通時間，電流檢測時間很短。在便攜式應用中，例如手機和媒體播放器，DSP內核需要0.9V量級的輸出電壓。需要高開關頻率以最小化電感器的尺寸并減小整體解決方案的尺寸;但是，使用這種控制方案，很難使用高開關頻率從較高的輸入電壓產生低占空比電壓。

后沿調制控制的第二個限制是其瞬態不良響應。圖B顯示了響應負載電流正負變化的典型波形。在便攜式應用中，必須實現快速瞬態響應，同時最小化輸出電容器尺寸和成本。當輸出端出現正負載電流階躍時，輸出響應可延遲一個時鐘周期。在負負載電流步驟期間，轉換器強制最小寬度高側導通時間，由電流控制環路的速度確定。因此，在負負載瞬變期間不可能存在最小延遲響應，并且發生嚴重的過沖和下沖瞬變。必須在輸出端添加額外的電容，以使其最小化。

在固定頻率下工作的峰值電流控制轉換器的第三個限制是占空比大于50％時的不穩定性（圖C）允許發生次諧波振蕩，導致平均輸出電流下降并且輸出電流紋波增加。對于大于50％的占空比，電感器電流（ΔIL1）的增加趨于隨時間增加，導致I2（ΔIL2）的更大增加。為了克服這個問題，需要斜率補償或斜坡補償，增加了設計的復雜性。通常，外部斜坡會添加到電感電流檢測信號中。

這些問題可以通過使用恒定導通時間，谷值電流模式控制方案來解決，稱為前沿調制，其中主開關的導通時間由設計固定;基于谷值電流檢測信號調制關斷時間;并且將切換周期調整為等于接通時間加上關斷時間。該架構通過為主開關提供最短的導通時間來促進高頻操作，從而允許從較高的輸入電壓輕松生成低電壓輸出。

在低壓DC-DC降壓中轉換器，主開關僅在10％的時間內開啟，而同步開關在剩余的90％的時間內開啟。這使得低側開關電流的采樣和處理比主開關電流更容易。

不是檢測電感峰值電流來確定主開關電流，而是在關閉主開關的時間。谷值電流檢測與恒定的導通時間拓撲相結合，可減少環路延遲，從而實現更快的瞬態響應。

Ray Ridley（進一步閱讀3）證明了恒定頻率控制的電流環增益，其外部斜坡等于電流信號的下降斜率，與恒定導通時間系統的電流環增益相同。因此，環路增益對于恒定導通時間控制的占空比保持不變，從而保證在所有條件下的穩定性。相反，在恒定頻率峰值電流控制中，環路增益隨著占空比的增加而增加，如果使用的外部斜坡時間不足，可能會導致不穩定。

持續導通時間，可變關斷時間轉換器克服在不需要斜率補償的情況下，與50％以上的占空比的固定頻率操作相關的不穩定性問題。如果負載電流增加，則在循環開始之前和循環結束之前的干擾保持相同，因此，無論占空比如何，轉換器都保持穩定。該架構缺少固定時鐘，使斜率補償變得冗余。

恒定導通時間，谷值電流控制的一個顯著優點是能夠限制降壓轉換器中的短路電流。當降壓轉換器的輸出短路且高側開關導通時，輸出電壓變為零，電感兩端的電壓等于V IN 。電感電流在t ON 期間快速上升。電感放電時間t OFF 增加，因為它由V OUT / L確定，其中V OUT 實際上是短路。在電流降至所需的谷值電流限制之前，高側開關不會再次打開。因此，在短路條件下，該控制方案只能提供固定的最大電流。