微波點對點鏈路是無線移動網絡的一個組成部分，它提供了基站(BTS/Nodes)與無線控制器(BSC/RNCs)之間的回傳能力，這種架構采用光纖鏈接成本較高，全球超過半數都采用這種微波鏈接。受市場向智能手機轉移的趨勢驅動，近期移動網絡流量的迅猛增漲，如視頻流等數據需求大大增強，同時也對現有微波回傳設備的容量造成了壓力。為了使回傳網絡上的數據吞吐量適應LTE與LTE-Advanced的需求，下一代微波鏈路需要：

朝著越來越高次的數字調制邁進，從如今的QAM256 到未來的QAM4096，從而使一個固定信道分配的容 量增加50%。

在傳統頻帶6 GHz至42 GHz內，支持從56 MHz提升至 112 MHz的信道分配。如果載波信噪比(CNR)保持恒 定，則信道帶寬每增加一倍，數據吞吐率能力就會 成比例增加。

采用如極化分集、信道集合，N × N線的多路輸入多 路輸出(MIMO)等技術。

通信系統設計的典型特征就是吞吐力的提升是需要付出一定代價的。要同時支持更高的QAM和信道帶寬，微波鏈路就必須具備更大的動態范圍能力以確保所需的最小EVM 性能，特別是QAM大小或帶寬每增加一倍會造成接收器靈敏度降低3dB。微波設備必須保持靈活性，因此在支持所有可能的工況時需要一些額外的考慮，同時也要簡化接收濾波器和AGC需求以提高性能降低成本。

另一個行業發展趨勢是完全戶外單元(ODU)的出現，其中一體式無線電調制解調器、收發器、開關/多路復用單元和流量接口集成在一個獨立的盒子中，并安裝在信號塔或其他類似的建筑上。新基站CAPEX/OPEX和現有基站的空間限制都推動這一趨勢的發展。傳統的分離式戶內(IDU)/戶外(ODU)系統將微波/射頻部件放置在ODU中，通過同軸電纜將其與設備房內(IDU)的另一部分系統連接。同軸電纜最高長度可達300米并進行雙向通信，通過一個雙工器將中心頻率140 MHz的接收器中頻信號，從頻率中心分布在340 MHz-400 MHz的發送器中頻信號中分離出來。

雖然這一趨勢值得關注，但無論是目前還是可預見的將來，大多出貨的微波設備仍然是既有的分離式IDU/ODU系統。這將有益于推動以設計再利用為目的的后端調制解調器結構，這個結構支持原有系統以及下一代ODU平臺。工作在1.5 GSPS以上時鐘速率的高速DAC和ADC技術的進步使支持4096 QAM及以上的高中頻QAM信號的合成與數字化成為可能。有了高動態范圍和高過采樣率，不僅無需使用傳統模擬I/Q實施所需的正交誤差校正，同時使得數字域的大多數濾波器也得以實現，從而減少了補償所需的模擬濾波器和數字均衡器的數量。在發射器的信號路徑端，為了合成寬帶QAM信號，AD9142和AD9136AD6676發布。

AD6676是業界首款基于帶通-型ADC的帶寬中頻接收機子系統(圖1)，支持高達160 MHz的中頻信號帶寬，內部時鐘頻率高達3.2 GHz。Σ-ΔADC的高過采樣能力簡化了中頻模擬濾波的要求，而這些濾波器在低采樣率的ADC是需要用來抑制相鄰信道(和干擾/阻塞)，否則這些信號會混迭回到IF信號上，從而減小了接收器靈敏度性能。另外，具有–160 dBFS/Hz的NSD底(窄帶寬QAM信道)的ADC高動態范圍會減少雙工發送接收機的隔離要求或衰減補償的模擬AGC范圍。AD6676包含一個片上27 dB數字衰減器，精度為1 dB，用于校正初始器件公差和同軸電纜損耗變化引起的靜態增益誤差。

我們先來看一下AD6676中頻接收器子系統協同AD9136這樣的高速DAC，是如何極大簡化傳統IDU收發器并同時提高它的性能的。圖2上層接收器鏈路顯示一個直接轉換方式，用來支持140 MHz和400 MHz的典型低中頻接收器和收發器。直接轉換收發器架構的挑戰有文檔可查，但可以通過I/Q平衡校正、直流偏置校正、可調節基帶I/Q濾波，以及抑制發射器漏信號的雙工器設計進行克服。然而支持最大56 MHz信道帶寬和256 QAM的傳統IDU接收器已經量產，若需要更大容量而將信道帶寬增加2倍，QAM等級提升8倍都是對直接轉換架構的重大挑戰。高速ADC/DAC技術最新進展有望由數字化IDU取代傳統方法，如圖2所示。圖2下半部分收發器方案僅需4個ICs，具有顯著寬松的濾波要求，實現近乎完美的性能。

在發送器側，像工作在1.6 GSPS時鐘速率下AD9136這樣的高速DAC可以合成一個EVM性能優異且以中頻為中心頻率的112 MHz，1024 QAM信號，這樣可以將多數發送器鏈路誤差預算預留給ODU(其中相位噪聲和線性的累加效應將導致大多數EVM的降低)。同時需要一個低通濾波器來抑制1.2 GHz處的第一個DAC鏡像跌落，相對需要濾除落在1.2 GHz處的I/Q調制器的三次LO鏡像的諧波抑制濾波器，可以放寬到12 dB。用來克服線纜損耗的發送功率控制已在AD9136中實現，QAM信號EVM性能超過15 dB范圍，衰減可忽略。

在接收器側，112 MHz，1024 QAM信道被AD6676以具有卓越的動態范圍和精確性來進行數字化，即使存在大量因雙工濾波器寬泛帶來的傳輸漏信號，如圖3所示。在這個示例中，AD6676的配置支持112 MHz帶寬，其衰減器設置為3 dB，這樣使得進入HMC740前置放大器中有效的RTI NF保持在10 dB左右。圖3中左曲線是AD6676Σ-Δ型ADC數據輸出的快速傅里葉變化結果(僅用于演示目的)，其中，發射器–26 dBm漏信號中心在400 MHz，混合了一個143 MHz處–17.2dBm的連續單音信號作為代表。注意，可調節帶通Σ-Δ型ADC的固有噪聲整形在中心位于期望中頻的高動態范圍區域內是十分明顯的(高至–160 dBFS/Hz)。圖三中的右側曲線是以中頻信號為零中心的16位，200 MSPS I/Q數據經過數字轉換和16×抽樣濾波后的快速傅里葉變化結果。注意，數字濾波器提供的+85 dB抑制用來去除帶外噪聲和混迭返回到112 MHz通帶的發射器漏信號。落在112 MHz通帶以外的殘余整形噪聲由調制解調器的RRC濾波器去除。

–2 dBFS的連續大信號測試條件下的帶內噪聲是–68.6 dBFS。如果用峰值到均方根值為10 dB的全比例1024 QAM Rx信號來替代連續單音，則需要7 dB的額外回退來防止ADC畸變。這種情況下，接收器IDU的輸入功率將在–9 dBFS(或者–24.2 dBm)，建議接近60 dB的CNR。針對雙工濾波器的簡化設計，當前雙工發送器到接收器的抑制大致略為20 dB，以此抑制–6 dBm的接收器信號，因此前置放大器輸入會出現–26 dBm。對于IDU和ODU之間有較短電纜部署的情況，AD6676的衰減器可以增強以容許ODU具有更高的QAM。

非期望的鄰近信號出現時，需要在低靈敏度(BER < 10-6，帶FFC使能)時恢復QAM信號的IDU接收器能力是一個非常重要的指標?？赡茏羁量痰臏y試(根據ETSIEN 301 390 V1.2.1)是：一個具有比QAM信號高30 dB能量的連續干擾單音(阻斷)被放置在所期望QAM信號的2.5×信道偏置處。注意：現今接收器中使用的可調或開關組濾波器大多由這一規格驅動，這是因為調制解調器必須支持3.5 MHz到56 MHz的信道帶寬。之前的示例代表了下一代112 MHz信道帶寬，我們可以假設鄰近的連續干擾被112 MHz以上的固定信道濾波器有效抑制，并在ODU RF鏈路內最后一次轉換完成前實現鏡像抑制。事實上，這一濾波器仍為28 MHz到56 MHz信道帶寬提供70 MHz到140 MHz偏置的有效阻隔抑制。若信道帶寬為14 MHz或更低，連續單音將會落在濾波器的通帶范圍中，因此需要在140 MHz處增加額外帶通濾波器來進行抑制，或由ADC進行數字化后再數字濾波。

基于AD6676的IDU接收器架構具有即時動態范圍，支持無額外濾波器的方案。圖4顯示了與圖3相同接收器鏈路的AD6676快速傅里葉變化的頻率響應，唯一區別在于-型ADC的可調帶寬降低至56 MHz。在這一示例中， 175 MHz(或35 MHz偏置)處的–32 dBm 連續單音(或–32 dBm偏置)將增加到400 MHz處存在的–26 dBm傳輸漏信號上。連續單音響應在AD6676可見的–17 dBFS輸入水平等級，并在最低靈敏度(CNR = 36 dB)時的設置比–47 dBFS、1024 QAM高30 dB。連續干擾單音額外增加15 dB，則突出的過設計裕量可能有助于微波/射頻電路的噪聲分配。在沒噪聲阻隔器的情況下，期望的1024 QAM信號可能增加38 dB，從而為IDU接收器提供額外的動態范圍以處理信號衰減。

AD6676提供給IDU設計的高動態范圍優勢，這也對ODU接收器的設計有利。圖5顯示了AD6676如何應用于18 GHz至23 GH的ODU接收器鏈路，該鏈路由一個諸如ADL5801均衡射頻混頻器、諸如HMC966的微波鏡像抑制混頻器和諸如ADL5246射頻VGA組成。注意：其余6 GHz至43 GHz范圍的微波帶寬可以選擇不同微波鏡像抑制混頻器、微波鎖相環和可能的第一個中頻頻率。在沒有電纜限制中頻選擇的全UDU情況下，可以將AD6676設置成較高的中頻頻率，比如300 MHz，以進一步簡化鏡像抑制的射頻濾波器要求。如果任何混頻器雜散分量更大，則需要額外抑制，AD6676可以與RF混頻器直接接口，或通過簡單的三次低通修平濾波器接口。1960 MHz的RF濾波器專用于支持最高至112 MHz的信道帶寬。如果將AD6676的衰減器設置為0 dB，在56 MHz的帶寬信道上，ADL5801和AD6676的合成噪底將會低于–157 dBFS/Hz，等效NF為17 dB。ADL5246和HMC966默認總轉換增益可以與ADL5801/AD6676即時動態范圍一起進行初始優化，故而數字解調器追蹤初始衰減(由標稱的接收器輸入電源處)?？梢栽O置ADL5246的閾值，因此當解調器接收器的BER低于特定QAM信號的預設水平以下時開始增加增益。這一混合方法只會在輸入信號非常低時激活RF AGC，以此改善接收器的最低靈敏度。

總結：

下一代微波點對點接收器需要支持3.5 MHz到112 MHz信道帶寬，擁有高動態范圍，從而在更寬的衰減邊界內支持越來越高的M-QAM。AD6676中頻接收器子系統能使普通的微波點對點平臺支持既有的IDU/ODU分離式系統和全新的ODU平臺。對于IDU/ODU分離式系統，其突出的高動態范圍可以在系統出現臨近的干擾信號時，不需要復雜可調或龐大的開關組濾波器，就可以保證優秀的調制精度(EVM)。而對于完全的ODU系統，擁有高瞬時動態范圍(帶混頻器直接接口)降低了追蹤衰減所需要的RF AGC范圍，并簡化了RF濾波要求。AD6676為4.3 × 5.0 mm、80引腳WLCSP封裝，可以在2.5 V或1.1 V的電壓下工作。