第一部分將重點(diǎn)介紹有關(guān)PLL的基本概念，同時(shí)描述基本PLL架構(gòu)和工作原理，另外，我們還將舉例說明PLL在通信系統(tǒng)中的用途。最后，我們將展示一種運(yùn)用ADF4111頻率合成器和VCO190-902T電壓控制振蕩器的實(shí)用PLL電路。在第二部分中，我們將詳細(xì)考察與PLL相關(guān)的關(guān)鍵技術(shù)規(guī)格：相位噪聲、參考雜散和輸出漏電流。導(dǎo)致這些因素的原因是什么，如何將其影響降至最低？它們對(duì)系統(tǒng)性能有何影響？最后一部分將詳細(xì)描述構(gòu)成PLL頻率合成器的各個(gè)模塊以及ADI頻率合成器的架構(gòu)。同時(shí)還將簡(jiǎn)要總結(jié)目前市場(chǎng)上有售的頻率合成器和VCO，同時(shí)列出ADI的現(xiàn)有產(chǎn)品。

PLL基本原理

鎖相環(huán)是一種反饋系統(tǒng)，其中電壓控制振蕩器和相位比較器相互連接，使得振蕩器頻率（相位）可以準(zhǔn)確跟蹤施加的頻率或相位調(diào)制信號(hào)的頻率。鎖相環(huán)可用來從固定的低頻信號(hào)生成穩(wěn)定的輸出頻率信號(hào)。首批鎖相環(huán)由法國(guó)工程師de Bellescize在20世紀(jì)30年代初實(shí)現(xiàn)。然而，直到20世紀(jì)60年代中期，集成式PLL成為一種成本相對(duì)較低的元件之后，鎖相環(huán)才得到市場(chǎng)的廣泛認(rèn)可。

一般而言，可以把鎖相環(huán)分析為一種帶一個(gè)正向增益項(xiàng)和一個(gè)反饋項(xiàng)的負(fù)反饋系統(tǒng)。

基于電壓的負(fù)反饋系統(tǒng)的簡(jiǎn)單框圖如圖1所示。

在鎖相環(huán)中，來自相位比較器的誤差信號(hào)為輸入頻率或相位與反饋信號(hào)頻率或相位之差。穩(wěn)態(tài)下，系統(tǒng)會(huì)強(qiáng)制使頻率或相位誤差信號(hào)歸零。其適用負(fù)反饋系統(tǒng)的一般公式。

正向增益= G（s）， ［s = jw = j2pf］

環(huán)路增益= G（s） ′ H（s）

閉環(huán)增益= G（s） / 1 + ［G（s）H（s）］

受環(huán)路中積分的影響，在低頻下，穩(wěn)態(tài)增益G（s）較高且

VO / VI ， 閉環(huán)增益 = 1 / H

PLL中會(huì)增大環(huán)路增益的元件包括：

鑒相器（PD）和電荷泵（CP）。

環(huán)路濾波器，其傳遞函數(shù)為Z（s）

電壓控制振蕩器（VCO），其靈敏度為KV/s

反饋分頻器，1/N

如果將一個(gè)線性元件（如四象限乘法器）用作鑒相器并且環(huán)路濾波器和VCO也為模擬元件，則將其稱為模擬或線性PLL（LPLL）。

如果使用的是數(shù)字鑒相器（EXOR柵極或J-K觸發(fā)器）并且所有其他元件保持不變，則系統(tǒng)稱為數(shù)字PLL （DPLL）。

如果PLL完全用數(shù)字模塊構(gòu)建而成，不帶任何無源元件或線性元件，則稱為全數(shù)字PLL （ADPLL）。

最后，有了數(shù)字化的信息，再加上足夠快的處理能力，也可以在軟件域開發(fā)PLL。PLL功能由軟件執(zhí)行并在DSP上運(yùn)行。這稱為軟件PLL （SPLL）。

根據(jù)圖2，當(dāng)系統(tǒng)使用PLL來生成高于輸入的頻率時(shí)，VCO會(huì)以角頻率D振蕩。該頻率/相位信號(hào)的一部分會(huì)通過分頻器以1/N的比率回饋到誤差檢測(cè)器。這種經(jīng)過分頻的頻率會(huì)饋入誤差檢測(cè)器的一個(gè)輸入端。本例中，另一路輸入為固定參考頻率/相位。誤差檢測(cè)器會(huì)比較兩個(gè)輸入端的信號(hào)。當(dāng)這兩個(gè)信號(hào)輸入的相位和頻率相等時(shí)，誤差為零，環(huán)路則處于“鎖定”條件下。如果我們只看誤差信號(hào)，則可得到以下等式。

e（s） = FREF - FO / N

當(dāng) e（s） = 0，

FO / N = FREF

因此

FO = N FREF

在商用PLL中，鑒相器和電荷泵共同構(gòu)成誤差檢測(cè)器模塊。當(dāng) FO 1 N FREF時(shí)，誤差檢測(cè)器將向低通環(huán)路濾波器輸出源/吸電流脈沖。這會(huì)使電流脈沖穩(wěn)定轉(zhuǎn)換為電壓，用以驅(qū)動(dòng)VCO。然后，VCO頻率會(huì)根據(jù)需要以 KV DV的幅度增減，其中， KV 為VCO靈敏度（單位：MHz/V），V為VCO輸入電壓的變化。這一過程會(huì)持續(xù)進(jìn)行，直到e（s）變?yōu)榱銥橹梗瑢脮r(shí)環(huán)路將鎖定。可見，電荷泵和VCO充當(dāng)一個(gè)積分器，用于將其輸出頻率增加或減小至所需值，以（從鑒相器）將其輸入恢復(fù)至零。

簡(jiǎn)單而言，PLL的總傳遞函數(shù)（CLG或閉環(huán)增益）可以用上面給出的負(fù)反饋系統(tǒng)的CLG表達(dá)式來表示。

FO / FREF = 正向增益 / ［1 + 環(huán)路增益］

正向增益， G = KD KV Z（s） / s

環(huán)路增益， G H = KD KV Z（s） / Ns

當(dāng)GH遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于1時(shí)，我們可以說，PLL系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為N，因此，

FOUT = N ′ FREF

環(huán)路濾波器屬于低通類濾波器，一般有一個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)。環(huán)路的瞬態(tài)響應(yīng)取決于：

極點(diǎn)/零點(diǎn)的幅度，

電荷泵幅度，

VCO靈敏度，

反饋因子N。

在設(shè)計(jì)環(huán)路濾波器時(shí)，必須考慮所有上述因素。此外，設(shè)計(jì)濾波器時(shí)必須以穩(wěn)定為第一要?jiǎng)?wù)（通常建議使相位裕量達(dá)/4）。響應(yīng)的3-dB截止頻率通常稱為環(huán)路帶寬BW。大環(huán)路帶寬會(huì)導(dǎo)致超快的瞬態(tài)響應(yīng)。然而，這種結(jié)果并非始終都有利，因?yàn)椋腿缥覀儗⒃诘诙糠挚吹降哪菢樱焖矐B(tài)響應(yīng)與參考雜散衰減之間存在權(quán)衡問題。

PLL在頻率上調(diào)中的應(yīng)用

利用鎖相環(huán)，可以從低頻基準(zhǔn)電壓源產(chǎn)生穩(wěn)定的高頻。要求穩(wěn)定高頻調(diào)諧的任何系統(tǒng)都可以從PLL技術(shù)中受益。這些應(yīng)用示例包括無線基站、無線手機(jī)、尋呼機(jī)、閉路電路系統(tǒng)、時(shí)鐘恢復(fù)和時(shí)鐘生成系統(tǒng)。GSM手機(jī)或基站就是PLL應(yīng)用的一個(gè)很好的例子。圖4顯示了GSM基站的接收部分。

在GSM系統(tǒng)中，有124個(gè)寬度為200-kHz的RF頻段通道（每個(gè)通道8個(gè)用戶）。占用的總帶寬為24.8 MHz，必須對(duì)這些帶寬掃描以檢查活動(dòng)狀況。手機(jī)的發(fā)射（Tx）范圍為880 MHz至915 MHz，接收（Rx）范圍為925 MHz至960 MHz。相反，基站的Tx范圍為925 MHz至960 MHz，Rx范圍為880 MHz至915 MHz。對(duì)于本例，我們只考慮基站發(fā)射和接收部分。GSM900和DCS1800基站系統(tǒng)的頻段如表1所示。表2展示的是表1所列頻段范圍內(nèi)的載波頻率的通道編號(hào)（RF通道）。Fl（n）為RF通道低頻段（Rx）的中心頻率，F(xiàn)u（n）為高頻段（Tx）的對(duì)應(yīng)頻率。

對(duì)900-MHz RF輸入濾波、放大并施加到第一級(jí)混頻器。另一個(gè)混頻器輸入端用調(diào)諧本振（LO）驅(qū)動(dòng)。本振必須對(duì)輸入頻率范圍掃描，以檢查任何通道上的活動(dòng)狀況。實(shí)際上，LO是運(yùn)用前面已經(jīng)描述過的PLL技術(shù)來實(shí)現(xiàn)的。如果第一中頻（IF）級(jí)的中心位于240 MHz，則LO的頻率范圍必須為640 MHz至675 MHz，才能覆蓋RF輸入頻段。當(dāng)選擇200-kHz的參考頻率時(shí)，可以按200 kHz的步長(zhǎng)，在整個(gè)頻率范圍內(nèi)對(duì)VCO輸出排序。例如，如果需要650 MHz的輸出頻率，則N的值為3250。該650-MHz的LO會(huì)有效地檢查890-MHz RF通道（FRF - FLO = FIF 或FRF = FLO + FIF）。當(dāng)N增至3251時(shí)，LO頻率為650.2 MHz，檢查的RF通道為890.2 MHz。如圖5所示。

值得注意的是，除了可調(diào)諧RF LO以外，接收器部分也采用了固定IF（在所示例子中為240 MHz）。盡管該IF并不需要頻率調(diào)諧，但仍然采用了PLL技術(shù)。其原因在于，運(yùn)用穩(wěn)定的系統(tǒng)參考頻率來產(chǎn)生高頻IF信號(hào)不失為一種經(jīng)濟(jì)的方式。多家頻率合成器制造商已經(jīng)意識(shí)到這一事實(shí)，推出了雙版本器件：一個(gè)版本支持較高RF頻率（》800 MHz），另一個(gè)版本支持較低IF頻率（500 MHz或以下）。

在GSM系統(tǒng)的發(fā)射端也存在類似的要求。然而，更常見的做法是直接從基帶上變頻為發(fā)射部分的最終RF；這意味著，基站的典型TX VCO的范圍為925 MHz至960 MHz（發(fā)射部分的RF頻段）。

電路示例

圖6顯示了GSM手機(jī)發(fā)射部分本振的實(shí)際實(shí)現(xiàn)方式。我們假設(shè)，基帶直接上變頻為RF。該電路采用了來自ADI的新型ADF4111 PLL頻率合成器，以及來自Vari-L公司的VCO190-902T電壓控制振蕩器（http://www.vari-L.com/）。

參考輸入信號(hào)施加于電路的FREFIN，其端接電阻為50 。在GSM系統(tǒng)中，該參考輸入頻率的典型值為13 MHz。為了使通道間距為200 kHz（GSM標(biāo)準(zhǔn)），必須運(yùn)用ADF4111的片內(nèi)參考分頻器，將參考輸入除以65。

ADF4111是一款整數(shù)N PLL頻率合成器，最高支持1.2 GHz的RF工作頻率。在該整數(shù)N型頻率合成器中，可以按離散整數(shù)步長(zhǎng)，在96至262，000范圍內(nèi)對(duì)N編程。對(duì)于手機(jī)發(fā)射器，如果所需輸出范圍為880 MHz至915 MHz，并且內(nèi)部參考頻率為200 kHz，則所需N值的范圍為4400至4575。

ADF4111的電荷泵輸出（引腳2）驅(qū)動(dòng)環(huán)路濾波器。基本而言，該濾波器（圖2中的Z（s））是一款一階滯后-超前型濾波器。在計(jì)算環(huán)路濾波器元件值時(shí)，需要考慮多個(gè)事項(xiàng)。在本例中，環(huán)路濾波器的設(shè)計(jì)宗旨是使系統(tǒng)的整體相位裕量為45度。其他PLL系統(tǒng)技術(shù)規(guī)格如下：

KD = 5 mA

KV = 8.66 MHz/V

環(huán)路帶寬= 12 kHz

FREF = 200 kHz

N = 4500

額外參考雜散衰減= 10 dB

所有這些技術(shù)規(guī)格都需要用來計(jì)算環(huán)路濾波器元件值，如圖6所示。

環(huán)路濾波器輸出驅(qū)動(dòng)VCO，然后饋入PLL頻率合成器的RF輸入端，同時(shí)驅(qū)動(dòng)RF輸出通道。用一個(gè)帶18 電阻的T型電路配置在ADF4111的VCO輸出、RF輸出和RFIN引腳之間提供50 匹配。

在PLL系統(tǒng)中，知道系統(tǒng)何時(shí)鎖定十分重要。在圖6中，這是通過利用ADF4111的MUXOUT信號(hào)來實(shí)現(xiàn)的。可設(shè)置MUXOUT引腳來監(jiān)控頻率合成器中的各種內(nèi)部信號(hào)。其中之一是LD或鎖定檢測(cè)信號(hào)。舉例來說，當(dāng)選用MUXOUT以選擇鎖定檢測(cè)時(shí)，就可以在系統(tǒng)中用MUXOUT來觸發(fā)個(gè)輸出功率放大器。

ADF4111用一個(gè)簡(jiǎn)單的4級(jí)串行接口來與系統(tǒng)控制器通信。參考計(jì)數(shù)器、N計(jì)數(shù)器和各種其他片內(nèi)功能都是通過該接口進(jìn)行編程的。

結(jié)論

在本系列的第一部分中，我們借助一些簡(jiǎn)單的框圖和等式，介紹了PLL的基本概念。我們還展示了一個(gè)典型的例中，說明了PLL結(jié)構(gòu)的用武之地，并詳細(xì)描述了一種實(shí)際實(shí)現(xiàn)方法。