在功率電子中，根據(jù)特定應(yīng)用，已經(jīng)成功地采用了幾種脈沖寬度調(diào)制（PWM）方案。大多數(shù)傳統(tǒng)PWM方案（本質(zhì)上是確定性的）生成預定的諧波含量。這可能會在實際應(yīng)用中產(chǎn)生許多問題，如噪聲、無線電干擾和機械振動。在需要減輕對環(huán)境和其他設(shè)備的干擾的應(yīng)用中，例如工業(yè)電機驅(qū)動器、牽引驅(qū)動器、電動汽車，傳統(tǒng)的PWM方案因自身原因不能高效地運行，需要添加如電磁干擾（EMI）濾波器等附加設(shè)備。有一種方法可以應(yīng)對這些問題，就是增加傳統(tǒng)PWM方案的開關(guān)頻率，即＞ 18kHz。不過，這會導致開關(guān)損耗顯著增加。在這種應(yīng)用中，已經(jīng)發(fā)現(xiàn)隨機脈沖寬度調(diào)制（RPWM）可以有效地減輕這些問題，且不用顯著增加開關(guān)頻率。

在RPWM中，每個開關(guān)脈沖的寬度隨機變化。這導致諧波簇在很大范圍內(nèi)擴散，從而減小了單獨濾波器的尺寸，或完全避免在某些應(yīng)用中使用濾波器。RPWM技術(shù)已成功用于許多功率電子應(yīng)用中，例如 在需要檢查噪聲的工業(yè)電機控制驅(qū)動器中。

通常，使用DSP和FPGA實現(xiàn)用于復雜商用系統(tǒng)的高頻PWM和RPWM信號。不過，這些器件更通用、功能更強大、且更靈活，自然也就比較貴。使用低成本的Dialog CMIC可以滿足RPWM生成所需的相似精度和高頻時序要求。許多合適的RPWM方案，尤其是開環(huán)應(yīng)用，可以用Dialog CMIC來實現(xiàn)。因此，嵌入式DSP、MCU或FPGA的顯式編程或編碼可以由GreenPAK？ designer中提供的簡單接口所取代。此外，整個控制電路的尺寸也會顯著減小。

有幾種方法可以為三相逆變器應(yīng)用生成RPWM。此應(yīng)用筆記中，我們介紹了一種合適的RPWM技術(shù)，它可以使用現(xiàn)成的GreenPAK CMIC資源來實現(xiàn)。RPWM技術(shù)使用雙矩陣CMIC SLG46620實現(xiàn)。還提供了適當?shù)睦碚摻ㄗh和實驗結(jié)果，包括輸出電壓波形及其諧波含量，可以證明所建議的策略是合理的。

建議的RPWM方案

驅(qū)動三相逆變器的RPWM方案的框圖如圖1所示。

圖1：建議方案的框圖

兩個鋸齒信號，標記為p2和p3（值范圍：0－1），相位相差180°C，與恒定值p1（值范圍：0－1）進行比較，得出標記為p5和p6的不同類型的脈沖。p5和p6脈沖的波形如圖2和圖3所示。采用圖4所示波形的二進制偽隨機數(shù)發(fā)生器（標記為p4），使用上面框圖中所示的邏輯運算符從信號p5和p6中隨機選擇一個脈沖。這會生成一系列脈沖p10，如圖5所示。信號p10通過AND門，同樣的還有脈沖發(fā)生器1到6所生成的10ms長脈沖，標記為p11、p12、p13、p14、p15和p16。請注意，對于完整的180？C導通模式，脈沖發(fā)生器的輸出脈沖相對于彼此有60？C的相位差。最后，在AND操作之后，信號p17、p18、p19、p20、p21和p22成為三相逆變器的功率級中采用的功率開關(guān)的柵極驅(qū)動信號。

根據(jù)施加的柵極信號接通和斷開開關(guān)（通常是MOSFET或IGBT），以獲得逆變器輸出端的三相平衡電壓波形。

圖2：RPWM方案中幾個階段的模擬信號波形

在Matlab／Simulink環(huán)境中對50 Hz（基波）RPWM三相逆變器系統(tǒng)進行仿真，相間輸出波形如圖3所示。輸出電壓波形有效地由隨機信號p10調(diào)制，并實現(xiàn)120 ？C 的相移。

圖3：模擬的輸出相間電壓波形

參考值的選擇

參考信號p1提供了一種根據(jù)主觀聲響應(yīng)控制特定應(yīng)用的逆變器輸出的頻譜內(nèi)容的方法。從1到0．5的參考值變化使頻譜內(nèi)容變平，從而減輕了開關(guān)頻率倍數(shù)處的尖峰。不過，這也降低了信號基波分量的幅度。圖4顯示了對于Vdc ＝ 312V和載波頻率＝ 12．5kHz，輸出相間電壓的頻譜內(nèi)容如何在參考值從p1 ＝ 0．8減小到p1 ＝ 0．5時發(fā)生變化。

圖4：頻譜隨參考值的變化而變化

不推薦將參考值進一步降低到0．5以下，因為開關(guān)頻率的倍數(shù)尖峰開始增多，而且基波分量也會降低。

GreenPAK設(shè)計

圖5：SLG46620在RPWM方案中的角色

圖5顯示了Dialog CMIC SLG46620如何在整個方案中發(fā)揮功能。CMIC的基本操作是生成隨機PWM調(diào)制信號，該信號施加在逆變器功率級中使用的開關(guān)裝置的柵極端子處。

圖6：設(shè)計矩陣0

圖7：設(shè)計矩陣1

逆變器輸出電壓的基頻選擇為50 Hz。選擇SLG46220是因為它提供了足夠的資源來執(zhí)行預期的設(shè)計。矩陣0和1設(shè)計分別如圖6和圖7所示。在矩陣0中，通過以級聯(lián)（concatenated）方式連接DFF，并在反饋環(huán)路中使用異或門生成偽隨機信號（PBRS）P0，如圖6所示。DFF由來自振蕩器模塊OUT0的12．5kHz時鐘信號驅(qū)動。

對于鋸齒載波信號的生成，建議使用FSM塊。在UP ＝ 0的設(shè)定模式下配置的FSM0和FSM1分別由計數(shù)器CNT1／DLY1和CNT3／DLY3饋送，生成頻率為1．6875MHz的脈沖。兩個FSM中的計數(shù)器值設(shè)置為134（輸出周期80 us），以實現(xiàn)所需的12．5 kHz分立鋸齒信號。為了在兩個鋸齒信號之間實現(xiàn)180 °C相移，在FSM1使用由CNT9／DLY9饋送的管道延遲40μs后，啟用FSM0。

兩個鋸齒波載波信號通過FSM0和FSM1的Q字節(jié)輸出端口饋入DCMP0和DCMP1，與恒定參考信號（在寄存器DCMP0和DCMP1內(nèi)配置）進行比較，如圖7所示。由于計數(shù)器運行達到值134，參考值相對于134給出，例如67等于0．5（67／134）的值。兩個DCMP（p5和p6）的輸出進一步與來自LFSR（p4）的輸出信號及其反相值（p7）一起傳遞到兩個AND門。向或門饋入這些AND門的輸出，以隨機獲得DCMP的兩個輸出之一。或門的輸出（p10）還進一步用于調(diào)制逆變器的驅(qū)動信號。

計數(shù)器CNT0 ／ DLY0被配置為生成周期為10ms的脈沖，以便生成50Hz頻率（基波）的輸出電壓。這些脈沖被饋送到以反相模式配置的DFF，輸出反饋到輸入，以生成50Hz方波脈沖序列。為確保標記為p11至p16的輸出脈沖相位相差60 °C，建議使用管道延遲模塊。將計數(shù)器CNT5／DLY5、CNT6／DLY6和CNT7／DLY7級聯(lián)以提供周期為3．33ms的脈沖。這些脈沖通過非門饋入管道延遲，因為管道延遲通過計算輸入上升沿的數(shù)量產(chǎn)生延遲，而計數(shù)器通過復位輸入復位為0，生成重復的下降沿，周期為3．33 ms。輸出0和1的管道延遲分別為輸入脈沖提供3．33 ms和6．66 ms的時間延遲。三個信號，即管道延遲的輸入和兩個延遲輸出，被進一步反相，以提供彼此相移60°的共6個脈沖（p11－p16）。這些50 Hz、60？C相移脈沖與隨機脈沖序列（p10）一起進一步被傳遞到AND門，為3相逆變器提供最終驅(qū)動信號。

實驗結(jié)果

我們開發(fā)了圖8中描繪的硬件原型，以實驗驗證所提出的RPWM方案。為確保同一支路中的兩個開關(guān)不會同時打開，我們在硬件中生成了一個死區(qū)。

圖8：原型硬件

圖9：放大的相間輸出電壓波形

圖10：參考值為0．8的Vab、Vac和FFT

圖11：參考值為0．5的Vab、Vac和FFT

圖9顯示了輸出相間電壓的放大波形。很明顯，波形是根據(jù)需要隨機調(diào)制的。

在圖10中，顯示了輸出相間電壓信號Vab（黃色）和Vac（藍色）。此外，還顯示了參考值≈0．8（107／134）的Vab（紅色）的FFT圖。盡管頻譜中的擴展是明顯的，但是如理論所示，觀察到兩倍于開關(guān)頻率的尖峰，即25kHz。

圖11顯示了參考值＝ 0．5（67／134）時的輸出相間電壓信號Vab（黃色）和Vac（藍色）以及Vab（紅色）的FFT圖。可以看到頻譜變得更平坦，而且實現(xiàn)了顯著的擴散。

總結(jié)

可以使用不同的技術(shù)生成用于三相逆變器的RPWM信號，通常在工業(yè)應(yīng)用中使用較貴的DSP和FPGA來實現(xiàn)期望的結(jié)果。在本應(yīng)用筆記中，我們介紹了使用低成本Dialog SLG46620 CMIC實現(xiàn)針對三相逆變器應(yīng)用的RPWM生成技術(shù)。通過恰當?shù)哪M和實驗結(jié)果，已經(jīng)確定所提出的技術(shù)是有效的，SLG46620 IC提供了足夠的資源來實現(xiàn)預期的結(jié)果。