經典的四電阻差動放大器 （Differential amplifier，差分放大器） 似乎很簡單，但其在電路中的性能不佳。本文從實際生產設計出發，討論了分立式電阻、濾波、交流共模抑制和高噪聲增益的不足之處。大學里的電子學課程說明了理想運算放大器的應用，包括反相和同相放大器，然后將它們進行組合，構建差動放大器。圖 1 所示的 經典四電阻差動放大器非常有用，教科書和講座 40 多年來一直在介紹該器件。

　　圖 1. 經典差動放大器

　　這種簡化可以在教科書中看到，但現實中無法這樣做，因為電阻永遠不可能完全相等。此外，基本電路在其他方面的改變可 產生意想不到的行為。下列示例雖經過簡化以顯示出問題的本質，但來源于實際的應用問題。

　　差動放大器的一項重要功能是抑制兩路輸入的共模信號。如圖1 所示，假設V2 為 5 V，V1 為 3 V，則4V為共模輸入。V2 比共模電壓高 1 V，而V1 低 1 V。二者之差為 2 V，因此R2/R1的“理想”增益施加于2 V。如果電阻非理想，則共模電壓的一部分將被差動放大器放大，并作為V1 和V2 之間的有效電壓差出現在VOUT ，無法與真實信號相區別。差動放大器抑制這一部分電壓的能力稱為共模抑制（CMR）。該參數可以表示為比率的形式（CMRR），也可以轉換為分貝（dB）。

　　低容差電阻

　　第一個次優設計如圖 2 所示。該設計為采用OP291 的低端電流檢測應用。R1 至R4 為分立式 0.5%電阻。由Pallás-Areny文章中的公式可知，最佳CMR為 64 dB.幸運的是，共模電壓離接地很近，因此CMR并非該應用中主要誤差源。具有 1%容差的電流檢測電阻會產生 1%誤差，但該初始容差可以校準或調整。然而，由于工作范圍超過 80°C，因此必須考慮電阻的溫度系數。

　　圖 2. 具有高噪聲增益的低端檢測

　　針對極低的分流電阻值，應使用 4 引腳開爾文檢測電阻。采用高精度 0.1 Ω電阻，并以幾十分之一英寸的PCB走線直接連接該電阻很容易增加 10 mΩ，導致10%以上的誤差。但誤差會更大，因為PCB上的銅走線溫度系數超過 3000 ppm。分流電阻值必須仔細選擇。數值更高則產生更大的信號。這是 好事，但功耗（I2R） 也會隨之增加，可能高達數瓦。采用較小的 數值（mΩ級別），則線路和PCB走線的寄生電阻可能會導致較 大的誤差。通常使用開爾文檢測來降低這些誤差。可以使用一 個特殊的四端電阻（比如Ohmite LVK系列），或者對PCB布局進行優化以使用標準電阻。若數值極小，可以使用PCB 走線，但這樣不會很精確。商用四端電阻（比如Ohmite或Vishay的產品）可能需要數美元或更昂貴，才能提供 0.1%容差和極低溫度系數。進行完整的誤差預算分析可以顯示如何在成本增加最少的情況下改善精度。

　　有關無電流流過檢測電阻卻具有較大失調（31mV）的問題，是“軌到軌”運算放大器無法一路擺動到負電源軌（接地）引起 的。術語“軌到軌”具有誤導性：輸出將會靠近電源軌--比經典發射極跟隨器的輸出級要近得多--但永遠不會真正到達電源軌。軌到軌運算放大器具有最小輸出電壓VOL，數值等 于VCE（SAT） 或RDS（ON） × ILOAD。若失調電壓等于 1.25 mV，噪聲增益等于 30，則輸出等于：1.25 mV × 30 = ±37.5 mV（由于存在VOS，加上VOL導致的 35 mV）。根據VOS極性不同，無負載電流的情況下輸出可能高達 72.5 mV。若VOS 最大值為 30μV，且VOL 最大值為 8 mV，則現代零漂移放大器（如 AD8539）可將總誤差降低至主要由檢測電阻所導致的水平。

　　另一個低端檢測應用

　　另一個示例如圖 3 所示。該示例具有較低的噪聲增益，但它使 用 3 mV失調、10-μV/°C失調漂移和 79 dB CMR的低精度四通道運算放大器。在 0 A至 3.6 A范圍內，要求達到±5 mA精度。若采用±0.5%檢測電阻，則要求的±0.14%精度便無法實現。若使用 100 mΩ電阻，則±5 mA電流可產生±500 μV壓降。不幸的是，運算放大器隨溫度變化的失調電壓要比測量值大十倍。哪怕VOS 調整為零，50°C的溫度變化就會耗盡全部誤差預算。若噪聲增益為 13，則VOS的任何變化都將擴大 13 倍。為了改善性能，應使用零漂移運算放大器（比如 AD8638、 ADA4051或 ADA4528）、薄膜電阻陣列以及精度更高的檢測電阻。

　　圖 3. 低端檢測，示例 2