引言

傳統的逆變器在輸入電壓較小的情況下，一般采用先逆變再工頻升壓到市電交流220V。由于采用體積笨重，轉換效率較低的工頻變壓器，實際使用效果往往低于預期。

本設計輸入端采用4節12V100AH的大容量鉛酸電池串聯供電，能滿足長時間穩定輸出1ｋW功率的要求。電路部分由驅動板、功率板和輔助電源三個模塊組成，經過不斷調試和修正，各功能模塊工作穩定，制作出來的樣機性能指標均達到預期。

1、直流升壓電路整體設計框架

本文所敘述的推挽升壓電路框架如圖1所示，輸入端光伏陣列（驗證時用電壓變化范圍在48～54V之間的蓄電池組代替）額定電壓48V，通過電容濾波電路后，由SG3525控制，采用推挽升壓拓撲以及初并次串雙變壓器結構，通過高壓反饋調節，得到額定值在350V左右的高壓直流。

圖1 推挽升壓電路框圖

2、推挽升壓驅動板和功率板的設計

2．1、SG3525驅動板電路設計

圖2 ?SG3525驅動電路

如圖2所示，SG3525采用12V直流電壓供電，網絡標號FB為高壓反饋信號，VREF為5V參考電壓，SHUT用于關斷PWM輸出，PWM1和PWM2為兩路互補輸出脈寬調制信號。PWM輸出頻率通過芯片引腳5（定時電容CT端）、引腳6（定時電阻RT端，初始值為12ｋΩ）、引腳7（泄放電阻RD端）共同控制，計算公式為：

理論計算值為56ｋHｚ，實測頻率為55．3ｋHｚ。死區時間根據MOS管的導通關斷時間設置在100NS左右，經驗證，符合設計要求。

針對本文設計的推挽升壓電路采用雙變壓器結構，SG3525兩路互補輸出信號PWM1、PWM2在采用圖騰柱結構增大驅動能力的同時，將每一路信號一分為二，如圖3所示。試驗證明，該驅動板運轉良好，在大功率帶載的時候仍然能夠穩定工作。

圖3 互補PWM驅動信號

2．2、升壓功率板設計

該設計主體采用推挽結構，并采用雙變壓器初并次串方式，輸出端接橋式整流電路和濾波電容，如圖4所示。其中變壓器的11和14引腳接MOSFET的D極，并通過PWM波控制MOS管的開關斷。

圖4 ?雙變壓器結構

（1）初級線圈匝數計算

Np＝UinTon/2BmAe

取BM＝0．15T，AE＝354MM2（EE55磁芯截面積），UIN取額定值48V，TON以SG3525振蕩頻率兩倍的倒數作為標準，取值NP＝8。

（2）次級線圈匝數計算

Ns＝UhNp/2Uin

式中，UH為輸出的母線高壓，設置為350V，求得NS＝30匝。

（3）1ｋW滿負荷工作時，流經變壓器初級線圈的電流值計算公式為：

IPFT＝1．39×0．5×Po/Uin

經計算可得IPFT＝14．5A。

（4）原邊線圈電流有效值

占空比D取經驗值0．9，求得IRMS＝9．7A，變壓器線圈電流密度設定為5A／MM2，經計算可得初級采用0．1MM×120利茲線2根并繞，次級采用0．1MM×90利茲線單根繞制。為盡量減小初級漏感，變壓器采用夾層繞法。

3、實物圖和實驗結果

如圖5所示，本文所述設計由輔助電源（左側）、升壓功率板（右上）、升壓驅動板（右下）三部分組成。由SG3525芯片控制的驅動板在輔助電源（輸出DC12V）的供電下，對功率板電路的MOSFET進行開關控制，輸出端經過整流濾波后輸出穩定的高壓直流電。

圖5 ?升壓電路實物圖

SG3525的兩路互補PWM信號經驅動增強電路輸出波形如圖6所示。

圖6 ?互補PWM波形

從圖6可以看出，兩路PWM信號因帶死區時間設置（防止同時導通），占空比均小于50％，輸出該PWM波有一個上升高度為1．2V，時間跨度為2．5μS的小毛刺，因不影響電路正常工作，為簡化電路，未做特殊處理。

4、結論

本設計主電路采用DC－DC推挽升壓拓撲，變壓器采取初并次串結構，通過SG3525芯片的高效PWM控制，所設計的直流升壓電路輸出電壓穩定，轉換效率高，在光伏逆變以及車載逆變領域有著重要的實際應用價值。