opa690應用電路圖一：直流耦合

　　許多技術可用于引入一個運算放大器電路的流偏移控制。大多數 這些技術最終減少到增加的直流電流 通過反饋電阻。在選擇一個偏移修剪 方法，一個重要的考慮因素是預期的影響 信號路徑的頻率響應。如果信號路徑的目的是 同相，是最好的應用作為偏移控制 總結信號的反相信號，以避免與互動 源。如果信號路徑的目的是要反相，同相輸入端的 applyingthe 偏移控制考慮 ERED 等效。然而，直流偏移電壓上的總結 交界處將設置成源的直流電流回 必須考慮的。偏移調整 反相運算放大器的輸入端可以改變噪聲增益 頻率響應平坦度。對于直流耦合的反相 放大器，對于直流耦合的反相放大器，圖12顯示的偏移調整技術，對信號的頻率響應的影響最小的一個例子。在這種情況下的直流電流抵消帶入的反相輸入端通過電阻值的節點比信號通路的電阻較大。這將確保調整電路上的影響最小因此環路增益和頻率響應。

　　opa690應用電路圖二：電源濾波

　　提供高帶寬的OPA690，在+5V單電源操作時，非常適用于高頻有源濾波器的設計。再次，關鍵的附加要求，是建立提供最高的動態范圍的中點附近的信號的直流工作點如圖7。

　　例如設計一個5MHz的低通巴特沃斯濾波器使用的Sallen-Keytopology.Both輸入信號和增益設置電阻的AC-F隔直電容（實際上是給的極低頻所示的元件值設置為32kHz的帶通響應）。再加上使用0.1正如圖2所討論的，這使得由兩個1.87kΩ電阻組成的中點偏置出現在輸入和輸出引腳。在這種情況下，中頻信號的增益設置為4（12分貝）。地面上的同相輸入端的電容是故意設置較大的主宰輸入寄生條款。在增益為4，OPA690單電源供電會顯示?80MHz的小和大信號帶寬。電阻值已略作調整，考慮到這有限的帶寬放大器階段。測試表明該電路的精確與最平坦的通帶（高于32kHz的AC-耦合的角落）為5MHz，-3dB點，在放大器的-3dB帶寬為80MHz的36分貝最大的阻帶衰減。

　　opa690應用電路圖三：輸入驅動器

　　在圖3電路OPA690提供一個2VP-P的輸出擺幅大于200MHz的帶寬。由于OPA690輸出級的交越失真非常低，最小第三諧波失真或雙音，三階互調失真會觀察。第二諧波失真，輸出無雜散動態范圍（SFDR）的限制將被設置。如果沒有包，圖3的電路在10MHz測量顯示57dBc的SFDR。這可能是改善拉動通過可選包，額外的直流偏置電流（IB）的輸出階段出接地電阻（在2.5V輸出中點圖3）調整IB給出了改進的SFDR實現在圖4.SFDR改善中所示的IB值到5mA，較差的為更高的值性能。

　　opa690應用電路圖四：DAC阻放大電路

　　該圖顯示了連接到虛擬地總結OPA690，這是作為一個阻階段或“四轉換器”的交界處的電流信號輸出。未使用的DAC的電流輸出是連接到地面。如果DAC要求其輸出的遵守電壓比其他地面操作終止，適當的電壓水平，可用于同相輸入端的OPA690。此電路的直流增益等于到RF。DAC輸出電容在高頻時，會產生在為OPA690，可能會導致在閉環頻率響應峰值噪聲增益為零。整個射頻CF添加，以彌補這種噪聲增益突起。

　　opa690應用電路圖五：同軸線路驅動器

　　OPA690和高電流能力的大輸出擺幅能力允許它來驅動50Ω負載，或輸出圖6-P8Vp一個用峰-峰信號線4VP-P。高功率同軸線Driver.of使用單一的12V電源的放大器。圖6顯示了這樣一個反饋回路中的輸出或4load.The5pF電容為8的增益設置電路提供信號路徑增加帶寬控制。

　　opa690應用電路圖六：運放噪聲分析模型

　　噪聲性能 高壓擺率，單位增益穩定，電壓反饋運算放大器 通常他們的壓擺率實現了更高的費用 輸入噪聲電壓。 5.5nV /√Hz 的輸入電壓噪聲為 然而，OPA690 是比同類低得多 放大器。輸入參考電壓噪聲，和兩個 輸入參考電流噪聲方面結合起來，給予低 各種各樣的運行條件下的輸出噪聲。圖 11 顯示了所有噪聲運算放大器的噪聲分析模型 范圍包括。在此模型中，所有噪音方面采取噪音 NV /√Hz 或 PA /√Hz 的電壓或電流密度條件。

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