1高效率70W通用開關電源模塊
　　TOPSwitch?GX適合制作低成本、高效率、小尺寸、全密封式開關電源模塊或電源適配器（adapter）。由TOP249Y構成的密封式70W（19V，3.6A）通用開關電源模塊，電路如圖1所示。當環境溫度不超過40℃時，模塊的外形尺寸可減小到10.5mm×5.5mm×2.5mm。設計的交流輸入電壓范圍是85V～265V，這屬于全世界通用的電壓范圍。該電源能同時實現輸入欠壓保護、過壓保護、從外部設定極限電流、降低最大占空比等功能，其主要技術指標為：
　　額定輸出功率PO=70W；
　　負載調整率SI=±4％；
　　電源效率η≥84％（當交流輸入電壓U=85V時，滿載效率可達85％；當U=230V時，電源效率高達90％）；
　　空載功率損耗<0.52W（U=230V時）；
圖1高效率70W通用開關電源模塊電路

　　輸出紋波電壓≤120mV（峰?峰值）。該電源共使用3片集成電路：TOP249Y型6端單片開關電源（IC1）；線性光耦合器PC817A（IC2）；可調式精密并聯穩壓器TL431（IC3）。電阻R9和R10用來從外部設定功率開關管的漏極極限電流，使之略高于滿載或輸入欠壓時的漏極峰值電流ID(PK)。這就允許在電源起動過程中或輸出負載不穩定但未出現飽和的情況下，采用較小尺寸的高頻變壓器。當輸入直流電壓過壓時。R9和R10還能自動降低最大占空比Dmax，對最大負載功率加以限制。R11為欠壓或過壓檢測電阻，并能給線路提供電壓前饋，以減少開關頻率的波動。取R11=2MΩ時，僅當直流輸入UI電壓達到100V時，電源才能起動。TOPSwitch?GX的欠壓電流IUV=50μA，過壓電流IOV=225μA。有公式
　　UUV=IUV·R11（1）
　　UOV=IOV·R11(2）
　　將R11=2MΩ分別代入式（1）和式（2）中得到，UUV=100V（DC），UOV=450V（DC）。過壓時最大占空比Dmax隨流入X端的電流IX的增大而減小，當IX從90μA增加到190μA時，最大占空比Dmax就從78％（對應于UUV=100V）線性地降低到47％（對應于375V）。在掉電后，欠壓檢測能在C1放電時減少輸出干擾，只要出現輸出調節失效或者輸入電壓低于40V的情況，都會使TOPSwitch?GX關閉。當開關電源受到450V以上的沖擊電壓時，R11同樣可使TOP249關斷，避免元器件受到損壞。
　　由VDZ1和VD1構成的漏極鉗位電路，能吸收在MOSFET關斷時由高頻變壓器初級漏感產生的尖峰電壓，保護MOSFET不受損壞。VDZ1采用鉗位電壓為200V的P6KE200型瞬態電壓抑制器，VD1選用UF4006型超快恢復二極管，其反向耐壓為800V。將電容C11和VDZ1并聯后，能減少鉗位損耗。選擇全頻工作方式時，開關頻率設定為132kHz。為了減小次級繞組和輸出整流管的損耗，現將次級繞組分成兩路，每路單獨使用一只MBR20100型20A／100V的共陰極肖特基對管（VD2、VD3），然后并聯工作。輸出濾波電路由C2、C3、L1、C4和C14構成。空載時，TOP249Y能自動降低開關頻率，使得在交流230V輸入時電源損耗僅為520mW。TOP249Y具有頻率抖動特性，這對降低電磁干擾很有幫助。只要合理地選擇安全電容C7和EMI濾波器（L2、L3、C6）的元件值，就能使開關電源產生的電磁輻射符合CISPR22（FCCB）/EN55022B國際標準。將C7的一端接UI的正極，能把TOP249Y的共模干擾減至最小。需要指出，C7和C6都稱作安全電容，區別只是C7接在高壓與地之間，能濾除初、次級耦合電容產生的共模干擾，在IEC950國際標準中稱之為“Y電容”。C6則接在交流電源進線端，專門濾除電網線之間的差模干擾，被稱作“X電容”。
　　精密光耦反饋電路由IC2、IC3等組成。輸出電壓UO通過電阻分壓器R4～R6獲得取樣電壓，與TL431中的2.50V基準電壓進行比較后產生誤差電壓，再經過光耦去改變TOP249Y的控制端電流IC，使占空比發生變化，進而調節UO保持不變。反饋繞組的輸出電壓經VD4、C15整流濾波后，給光耦中的接收管提供偏壓。C5還與R8一起構成尖峰電壓濾波器，使偏置電壓在負載較重時能保持恒定。R7、C9、C10和R3、C5、C8均為控制環路的補償元件。

2、由TOP249Y構成的DC／DC變換式250W開關電源

　　該DC／DC變換式開關電源采用一片TOP249Y，輸入為250V～380V直流電壓，輸出為48V、5.2A（250W），電源效率可達84％。其電路如圖2所示。C1為高頻濾波電容，專門抑制從輸入端引入的電磁干擾。由于TOP249工作在它的功率上限，因此需將X端與源極S短接，把極限電流設置為內部最大值，即ILIMIT=ILIMIT（max）=5.7A。在L端到UI之間接一只2MΩ的電阻R1，可進行線路檢測。若UI>450V，則TOP249Y停止工作，直到電壓恢復正常。這就有效地防止了元器件損壞。
　　由于初級電流較大，須采取以下措施：第一，采用低泄漏電感的高頻變壓器并在初、次級之間增加屏蔽層，將漏感減至最?。坏诙?，在鉗位保護電路中的瞬態電壓抑制器兩端并聯阻容元件R2、R3、C6，構成保護功能完善的VDZ1、VD1、R、C型鉗位及吸收電路，以便吸收掉漏感上較大的磁場能量。這種設計的優點在于，正常工作時VDZ1的損耗非常小，泄漏磁場能量主要由R2和R3分擔；VDZ1的關鍵作用是限制在起動（或過載）情況下的尖峰電壓，確保內部MOSFET的漏極電壓低于700V。
　　次級繞組電壓首先經過VD2、C9、C10和C11整流、濾波，再通過L2、C12濾除開關噪聲之后，獲得穩定的直流輸出電壓UO。為減小濾波電容的等效電感，現將C9、C10和C11作并聯使用。穩壓管VDZ2、VDZ3和VDZ4的穩壓值分別為22V、12V、12V，串聯后的總穩壓值UZ=46V，穩定電流IZ≈10mA。設光耦中紅外發光二極管LED的正向壓降為UF，輸出電壓由下式確定：UO=UZ＋UF＋UR6≈46V＋1V＋10mA×100Ω=48V
　　R6是LED的限流電阻，它還決定控制環路的增益。二極管VD4和電容C14構成軟起動電路。剛上電時，由于C14兩端壓降不能突變，致使VD6因負極接低電平而導通，此時穩壓管不工作。隨著C14被充電，其兩端的壓降不斷升高，又使VD4變成截止狀態，輸出電壓才建立起來。掉電后，C14上的電荷就經過R9泄放掉。C13和R8為高壓控制回路的頻率補償元件。為了保證TOP249Y能在滿載情況下正常輸出，必須給TOP249Y加上面積足夠大的散熱器，使芯片即使在低壓輸入或最高環境溫度下工作，芯片的最高結溫也不超過110℃（僅對Y封裝而言，其他封裝均不得超過100℃）。若受安裝條件限制，無法加裝大散熱器，則必須進行通風降溫。

3、由TOP246Y構成的45W多路輸出式開關電源

由TOP246Y構成45W多路輸出式開關電源的電路如圖3所示。它可作為機頂盒、電報譯碼器、大容量硬盤驅動器或筆記本電腦的開關電源。該電源在輸入電壓為交流185V～265V時，額定輸出功率為45W，峰值輸出功率可達60W；電源效率η≥75％，空載時的功耗僅為0.6W。五路輸出分別為：UO1（5V、3.2A）、UO2（3.3V、3A）、UO3（30V、0.03A）、UO4（18V、0.5A）、UO5（12V、0.6A）；它們的負載調整率依次為±5％、±5％、±8％、±7％、±7％?，F將5V和3.3V作為主輸出，并按一定的比例引入了反饋量，使這兩路的穩壓性能最佳。其余各路為輔輸出?？紤]到開關電源周圍的環境溫度較高，TOP246Y適合給溫度不超過60℃的標準機頂盒（Set?topBox）供電，以利于降低傳導損耗，減小散熱器尺寸。R2為極限電流設定電阻，取R2=9kΩ時，可將極限電流設定為典型值的80％，即=80％ILIMIT，從而限制了過載功率。R1是線路檢測電阻，當整流濾波后的直流輸入電壓超過450V時，它通過檢測浪涌電流和瞬態電流來進行過壓保護，迫使TOP246Y關斷，起到了保護作用。這對電網供電質量欠佳的地方尤為必要。
　　由VDZ1、VD6、R5和C5構成的初級鉗位電路，能使漏極電壓在所有情況下均低于700V。R5和C5組成尖峰電壓吸收電路，正常工作時可將瞬態電壓抑制器VDZ1上的功率損耗降至最低，除非發生過載情況。TOP246Y具有頻率抖動特性，能有效抑制噪聲干擾，因此只需在輸入端加簡單的EMI濾波器（C1，L1，C6）并采取合理的接地措施，即可符合有關電磁兼容性的CISPR2213國際標準。剛上電時，利用熱敏電阻（RT）可對C2的沖擊電流加以限制，防止保險絲損壞。壓敏電阻（RV）的作用是吸收從電網竄入的浪涌電壓。
　　為減小高頻變壓器的體積，次級繞組采用堆疊式繞法。輔輸出繞組的電位參考點接VD10的負極而不是正極，目的是把高壓輸出的電壓偏差降至最小。次級電壓經過VD7～VD11、C7、C9、C11、C13、C16、C14和C17進行整流濾波。VD11為3.3V輸出電路中的整流管，選用MBR1045型10A／45V的肖特基二極管，肖特基二極管適于作低壓、大電流整流，利用其低壓降之特性，可提高電源效率。VD10為5V輸出的整流管，采用BYV32?200型20A／200V的超快恢復二極管。3.3V和5V輸出端的兩只濾波電容需作并聯使用，以減小輸出端的紋波電流。后置濾波器由L2～L5、C8′、C10、C12、C15和C18構成。電阻R6可防止30V繞組端在輕載時的峰值充電電流。3.3V輸出經R11和R10取樣后，接IC3（TL431A）的基準端，通過光耦IC2（LTV817）去調節TOP246Y的輸出占空比。R8為IC3提供偏置電流，R7用來設定整個反饋電路的直流增益。R9、C19、R3和C5均為反饋電路中的補償元件。C20為軟起動電容。

4、使用注意事項
（1）輸入濾波電容（圖1、圖2中為C1，圖3中為C2）的負極應直接連反饋繞組（稱之為開爾文連接），以便將反饋繞組上的浪涌電流直接返回到輸入濾波電容，提高抑制浪涌干擾的能力。
（2）控制端附近的電容應盡可能靠近源極和控制端的引腳。S極與C、L（或M）、X極需各通過一條獨立的支路相連，不得共享一條支路。禁止讓MOSFET的開關電流通過連接C?S極的支路。此外，S、L、X端的引線與外圍相關元件的距離也要盡量短捷，并且遠離漏極D的支路，以防止產生噪聲耦合。
（3）圖1中的線路檢測電阻R1應盡可能接近于L（或M）引腳。
（4）控制端的旁路電容C5（47μF）與一只高頻旁路電容C8（0.1μF）相并聯，可以更好地抑制噪聲。反饋電路的輸出端，應盡可能靠近C、S極。