1、臨界模式SEPICPFC電路原理分析

　　基本的SEPIC拓撲如圖1所示。L1，L2為濾波電感，UL1，UL2，iL1，iL2為兩個濾波的電壓和電流;C1，C2為電容，UC1，UC2為電容上的電壓;Ui為輸入電壓，Uo為輸出電壓;Q為功率MOSFET，Uds為其漏-源極電壓，iq為MOSFET電流;D為輸出二極管，Ud為輸出二極管兩端電壓，id為輸出二極管電流;R為負載。根據控制電路的原理，這里臨界模式指電感L1與L2中的電流加和之后臨界斷續。

　　為了簡化電路分析，可做如下假設：

　　根據以上假定，臨界斷續模式的SEPIC電路的工作狀態如圖2所示，變換器的靜態工作主要波形如圖3所示。其中，T為開關管的開關周期，d為MOSFET（即開關管Q）的占空比，Ui為整流后的交流電壓為正弦半波，由于功率器件的開關周期遠遠小于工頻周期，在較短的幾個工頻周期內，Ui可以近似認為不變。在這段時間內：

　?。?）t=0～dT，開關管Q導通，二極管D關斷，如圖2（a）所示。電感L1兩端的電壓為輸入電壓，電感L1上的電流線性上升。C1上電壓UC1對電感L2充電，電感L2上的電流線性上升。負載R的能量由C2提供。

　　2）t=dT～T，開關管Q關斷，二極管D導通，如圖2（b）所示。電感L1的電流通過電容C1，二極管D對電容C2和負載R供電;電感L2的電流通過二極管D對電容C2和負載R供電。

　　在穩態下，根據電感伏秒平衡原理，假定電容C1足夠大，則有

　　由于電感L1和L2滿足伏秒平衡，據圖2，則有

　　開關管Q的電流峰值為電感L1和L2電流峰值之和為

　　當變換器輸出功率和輸入電壓一定的情況下，輸入電流也固定，則由上述推導可知：變換器輸出功率和輸入電壓一定時，MOSFETQ導通時間固定，用Ton表示。根據式（6）有：

　　整流橋后的輸入電流平均值即電感L1的平均電流，則有

　　2、主要參數設計

　　根據臨界斷續工作模式SEPIC功率因數校正電路的工作原理，可采用L6561為控制芯片來簡化電路設計，設計電路如圖4所示，其主要設計參數如表1所示。

　　為了便于介紹電路設計流程，并滿足功率要求，本文以Uin=85V/50HzAC來設計相關電路參數。

　　2.1電感的設計

　　有效輸入電流

　　則輸入電流接近正弦波，由式（18）可得

　　2.2電容的選擇

　　由電路工作原理可知，電容C1上電壓與整流橋輸出電容C3上的正弦半波電壓保持一致。為取得良好功率因數，電容C1與C3都不可太大，否則輸入電流在過零點附近存在明顯畸變。同時電容C1和C3不可太小，否則電容上的高頻紋波較大，也會導致波形畸變。通常電容C1和C3取一樣的電容值。對300W以下的電路，一般不超過1μF。實驗電路中取C1=C3=220nF/400V。

　　輸出電解電容C4的選擇一般根據掉電保持時間Thold、輸出電壓紋波和電解電容壽命三種原則來考慮。一般沒有特殊要求的情況下也可根據功率情況以1μF/1W作為經驗選擇。實驗電路中取C4=100μF/450V。

　　2.3分壓電阻R3，R4的選擇

　　由于L6561內部基準電壓為2.5V，因此

　　2.4采樣電阻RS的選擇

　　根據式（7），開關管Q峰值電流最大值為

　　2.5電阻R1，R2的選擇

　　則根據L6561的乘法器特性大致確定Comp端電壓最大值約為4V。

　　2.6補償網絡設計

　　最簡單的補償網絡為采用一個電容以提供一個極點，通常可以取帶寬BW在20～30Hz，則

　　3、實驗驗證

　　本文以上述設計參數實現的一臺80W的SEPICPFC為例，其測量波形與數據如圖5和圖6所示。

　　SEPICPFC電路整流橋前的輸入電壓和電流波形如圖5所示，其中通道1為采樣電阻為0.5Ω的電流波形，通道2為兩個100kΩ分壓得到的輸入電壓波形。實驗結果可知，輸入電流的實際電流有效值為0.4A，實際輸入電壓有效值為220V，而且輸入電流與輸入電壓基本同相，其輸入電流基本為正弦波，具有良好的功率因數。

　　電感L1的電流波形如圖6所示，其采樣電阻為0.1Ω，電壓為119mV。因此由實驗結果可知電路工作在臨界斷續模式。

　　4、結語

　　SEPICPFC在升降壓單級功率因數校正拓撲中具有結構簡單、輸入輸出電壓同相和控制簡單等優點，在較大功率LED系統中有較大推廣價值。本文以L6561控制芯片為基礎，給出了一臺80W輸出的LED前級PFC電路的設計方法，實驗結果驗證了設計方法的可行性和電路工作的有效性，對于較大LED系統中功率因數校正電路的設計具有一定的實用參考價值和借鑒意義。