圖8LM5035芯片的COMP引腳及內部比較器

　　此時需要為TL431設置偏置電流，以保證在各種工作條件下都有足夠大于1mA的電流流入TL431陰極。普遍的做法是在光耦的發光二極管旁邊并一個阻值1k的電阻，如圖4中所示。光耦的發光二極管壓降大約為1V，所以與二極管并聯的1k電阻上會有1mA的偏置電流產生，以保證TL431有足夠的工作電流。同時，偏置電流也不能設置得過大，太大的偏置電流會增加TL431自身的損耗，也會影響到反饋環路靜態工作點的設置。參考圖4，當光耦電流Ic為零時，即：

　　Icmin=0

　　VFB=VDD－Icmin*Rc=VDD（7）

　　這時，反饋電壓VFB達到最大值，相應的控制芯片會輸出最大占空比。

　　當光耦的三極管飽和時，光耦電流Ic達到最大值，此時控制芯片輸出最小占空比。

　　Ic_max=（VDD－Vce_sat）/Rc（8）

　　當原邊光耦電流Ic達到最大值時，相應的副邊光耦的發光二極管中電流Ie在CTR為最小值時到達最大，如式（9）：

　　Ie_max=Ic_max/CTRmin（9）

　　TL431在工作時陰極電壓需要大于其基準點電壓（2．5V），同時要小于36V。該值可由下式計算得到：

　　4、基于TL431的小信號環路設計

　　設置好靜態工作點之后，就需要對電源系統的反饋環路進行補償，以保證系統的穩定性。如圖4所示，獨立輔助繞組供電的二型反饋補償網絡，原邊光耦電容Copto是由于光耦傳輸高頻信號延時而產生的，相當于在系統里引入了一個極點。反饋傳函為：

　　零點頻率：

　　fz=1/（2πR1C1）（12）

　　開環增益：

　　Gain=CTR·Rc/Rled（13）

　　如果直接用輸出Vo對光耦供電，整體的反饋環路有所不同，反饋傳遞函數為：

　　其中兩個極點的頻率跟式的計算結果一樣，而零點的位置更加靠前。零點頻率：

　　fz=1/［2π（R1+Rup）C1］（15）

　　零點fz比極點fp0更低，系統的帶寬會更寬，對于輸出變化的響應會更快。但是相位裕量較之前一種供電方式會低。在實際設計過程中需要根據對系統的估計要求來選擇更優的環路補償方式。

　　開關電源二型系統補償環路仿真結果如圖9所示。從結果可以看出用TL431和運放構成的反饋回路的頻率響應除了在低頻段相位裕量有微小差別，在其它頻率段表現出的性能幾乎一致。

　　圖9TL431和運放構成反饋回路的頻率響應仿真

　　5、結束語

　　本文在熟悉TL431的內部電路結構以及其工作原理的基礎上，通過合理的設置靜態工作點，驗證了TL431在反饋回路中替代分立的電壓基準和運放，從而達到在開關電源的設計中節省空間，降低成本的目的。同時TL431工作時需要的電流也小于分立的電壓基準和運放工作時的工作電流，有利于減小開關電源在空載運行時的損耗。