電路功能與優勢

　　圖1所示電路是一個雙通道色度計，集成調制光源發射器和同步檢波器接收器。電路以三種不同的波長測量樣本與參考容器的吸收光線之比。

　　該電路針對許多化學分析和環境監控儀器提供有效的解決方案，這些儀器儀表用于通過吸收光譜測量濃度和表征材料。

　　光電二極管接收器調理路徑包括可編程增益跨阻放大器，用于將二極管電流轉換為電壓，并允許分析光吸收情況大不相同的不同液體。16位Σ-Δ型模數轉換器（ADC）提供額外的動態范圍，確保寬范圍光電二極管輸出電流具有足夠的分辨率。

　　使用調制光源和同步檢波器而非恒流（直流）源可消除環境光線和低頻噪聲產生的測量誤差，并提供更高的精度。

　　圖1. 帶可編程增益跨阻放大器和鎖定放大器的雙通道色度計（原理示意圖：未顯示所有連接和去耦）

　　電路描述

　　AD8618 四通道運算放大器形成三個簡單的電流源，以恒定電流驅動LED。 EVAL-SDP-CB1Z產生5 kHz時鐘，通過單刀雙擲（SPDT）開關 ADG633調制一個LED，以便打開或關閉其電流源的基準電壓。將另外兩個LED的電流源設為0 V可在不用時將其關閉。

　　波束分離器將一半光線通過樣本容器發送，另一半通過參考容器發送。取決于每個容器中介質的類型和濃度，容器可吸收不同量的光。每個容器另一側的光電二極管產生少量電流，數量與接收到的光量成比例。

　　每條通道的第一級包含 AD8615 運算放大器，該運算放大器配置為跨阻放大器，可將光電二極管輸出電流轉換為電壓。 AD8615作為光電二極管放大器，是一個不錯的選擇，因為它具有極低的輸入偏置電流（1 pA）、輸入失調電壓（100 μV） 和噪聲（8 nV/√Hz）。雖然信號隨后經交流耦合，在本級中盡量減少直流誤差依然很重要，這樣可避免損失動態范圍。運算放大器輸入偏置電流乘以輸出端的反饋電阻值，作為失調電壓。帶增益輸出端上的運算放大器輸入失調電壓取決于反饋電阻和光電二極管分流電阻。此外，流經光電二極管的任何運算放大器輸入電壓失調都會導致光電二極管暗電流的增加。

　　圖2顯示帶單反饋電阻的典型跨導放大器及其理想傳遞函數。

　　圖2. 跨導放大器傳遞函數

　　由于某些受測溶液可能具有非常強的吸收特性，因此有時需要使用大反饋電阻以測量光電二極管產生的極小電流，同時要能夠測量與高度稀釋溶液相對應的大電流。為了解決這一難題，圖1中的光電二極管放大器含有兩個不同的可選增益。其中一個增益設為33 kΩ，另一個設為1 MΩ。當單SPDT開關連接運算放大器的輸出端以便開關反饋電阻時， ADG633的導通電阻可能導致跨阻增益誤差

　　為了避免這個問題，圖3顯示了一種較好的配置，在該配置中，反饋環路內部的ADG633選擇所需電阻，同時第二個開關將系統下一級與所選反饋環路相連。放大器輸出端的電壓為：

　　VTIA OUTPUT = IPHOTODIODE × RFEEDBACK

　　而非

　　VTIA OUTPUT = IPHOTODIODE × （RFEEDBACK + RON ADG633） ADG633位于反饋環路之外，該級的輸出阻抗即為 ADG633的導通電阻（通常 52 Ω），而非與閉環工作時運算放大器輸出有關的極低輸出阻抗。

　　請注意，出于穩定性考慮，要求使用反饋電容 CFx，以補償總輸入電容（二極管電容加上運算放大器輸入電容）以及反饋電阻 RFx產生的極點。有關此分析的詳情，請參見傳感器信號調理實用設計技巧中的第5部分。

　　哪怕諸如 AD8615 這類最好的軌到軌輸出放大器都無法完全擺動輸出至電軌。此外， AD8615上的輸入失調電壓可以為負，雖然其數值非常小。 ADR4525基準電壓源將光電二極管和放大器偏置到2.5 V，而非使用負電源確保放大器不會被削波，從而可驅動至0 V。電路板的模擬和數字部分采用 5 V線性調節器供電。

　　圖3. 可編程增益跨導放大器

　　光電二極管放大器輸出電壓可在2.5 V至5.0 V范圍內擺動。對于33 kΩ范圍而言，2.5 V輸出范圍對應滿量程光電二極管的電流值為75.8 μA。對于1 MΩ范圍而言則對應2.5 μA。使用1 MΩ的增益設置進行操作時，重要的是保護光電二極管不受外界光線影響，以防放大器飽和。雖然下文所述的同步整流器可極大地衰減任何不與LED時鐘同步的頻率，但如果上一級被衰減，則它無法正常發揮作用。每通道的增益設置可通過 EVAL-SDP-CB1Z板獨立選擇。

　　下一級是簡單緩沖交流耦合濾波器。濾波器截止頻率設為 7.2 Hz；它移除所有輸出失調電壓，并衰減白熾燈和熒光燈以及其它所有進入光電二極管的雜散光造成的低頻光污染。同時， ADR4525的輸出還將該電路偏置到2.5 V；因此，該級的輸出信號擺幅標稱值范圍為1.25 V至3.75 V。

　　緊隨交流耦合濾波器之后的電路為同步整流器電路，采用 AD8271 差動放大器和 ADG733 三路SPDT開關組成。 ADG733 內部開關與 AD8271的內部10 kΩ增益設置電阻串聯；因此， ADG733 的4.5 Ω最大導通電阻造成的增益誤差僅為0.05%，并且溫度漂移低于1 ppm/°C。

　　系統的其余部分使用 ADG633開關，因為它們具有極低的泄漏電流和較低的寄生電容。

　　當驅動LED的時鐘處于高電平狀態時， ADG733 內的開關將根據如下簡單傳遞函數配置 AD8271

　　VO = VIN

　　其中：

　　VO為同步檢波器的輸出。

　　VIN為同步檢波器的輸入，范圍為2.5 V至3.75 V。

　　在該配置下，同步整流器用作單位增益放大器。

　　當驅動LED的時鐘處于低電平狀態時， ADG733 內的開關將根據如下傳遞函數配置 AD8271

　　VO = 2VREF ? VIN

　　其中：

　　VREF為 ADR4525的2.5 V輸出。

　　VIN范圍為1.25 V至2.5 V。

　　這種情況下，當輸入為1.25 V時（交流耦合級可輸出的最小電壓），同步整流器的輸出為3.75 V；而當輸入為2.5 V時（交流耦合級的中間電平），同步整流器的輸出為2.5 V。在這種配置下，同步整流器的增益為?1，并且在+2.5 V基準電壓附近偏置。

　　圖4. 每步的系統框圖和時域波形

　　圖4為系統框圖，并標出了每級的電壓范圍。同步整流電路處理后的結果為可變直流電壓，變動范圍為2.5 V（沒有光線到達光電二極管）至3.75 V（滿量程光輸入）。該輸出電壓對應1.25 V的滿量程輸出擺幅。

　　該電路過濾頻率不與LED時鐘同步的信號（或奇次諧波，因為時鐘波形為方波）。在頻域中， AD8271輸出端的低通濾波器看上去像一個LED時鐘頻率附近的帶通濾波器。該濾波器的帶寬越低，同步整流器就越能抑制帶外噪聲。出于噪聲抑制和建立時間的權衡考慮，該濾波器的截止頻率設為16 Hz。必須說明，該濾波器帶寬約等于LED時鐘。例如，若LED調制為5 kHz，則同步檢波器的3 dB通帶范圍為 4.984 kHz至5.016 kHz。

　　系統最終級為低噪聲、16位、Σ-Δ型ADC AD7798 。該ADC 集成內置的可編程增益放大器（PGA），具有差分輸入。將 2.5 V基準電壓源與AIN引腳相連，并將PGA增益設為2以便允許它把同步整流器的2.5 V至3.75 V輸出映射為滿量程16位輸出。此外， AD7798的輸出濾波器還提供50 Hz和60 Hz下的最低65 dB抑制，進一步衰減同步檢波器的所有噪聲。

　　為了驗證前端電路不會對系統產生過大的噪聲，數據在 LED禁用時采集。同步檢波器依然工作在LED時鐘頻率下，但不會檢測到任何與該時鐘同步的光信號。因此，它可移除除了 AD8271 和ADC產生的誤差之外的所有直流和交流信號。圖5顯示該配置下的噪聲，它針對單個通道的數值低于1 LSB（ADC輸入在兩個代碼之間置中），針對另一個通道為1 LSB峰峰值（ADC輸入在兩個相鄰代碼之間位于過渡區域）。此外，需注意測量電壓為負，數值為幾個mV，這是符合 AD8271典型失調誤差分布的預期性能。

　　圖5. LED源禁用時的ADC電壓

　　常見變化

　　改變光電二極管放大器上反饋電阻的數值即可改變放大器增益。這是一種自定義電路的簡單方法，可用于不同光照水平的特定應用。然而，補償電容也必須改變，以保持帶寬，保證放大器的穩定性。

　　對于極低水平光照測量系統而言，同步檢波器的低通濾波器其截止頻率可設為低得多的頻率值，以便具有最佳性能，但代價是測量周期較長。

　　由于LED的光輸出隨溫度變化而改變，系統以樣本和參考通道的比例進行測量。光電二極管的增益容差最大值為 ±11%；因此，由于LED輸出隨時間和溫度的變化而改變，比例的變動在一定程度上存在漂移。加入光學反饋環路控制幅度后，LED可大幅降低光隨溫度變化而改變的程度，甚至使單通道精確測量成為可能。圖7表示典型200個樣本采集期間的參考通道與樣本通道讀數之比。

　　圖6. 校準后的比例讀數（開啟紅色LED，樣本和參考容器中有蒸餾水）