摘要

　　可再生能源應用的迅猛發展將引發第四次工業革命。光伏發電是整個可再生能源方案的關鍵部分。在所有太陽能逆變器中，微型太陽能逆變器是至關重要的組成部分。

　　本文將為您介紹如何利用一個TMS320F2802設計一種低成本、高性能的微型太陽能逆變器。另外，文章還將討論如何使用交叉式有源鉗位反激和SCR全橋實現一個220W輸出的微型太陽能逆變器，并介紹完整的系統固件架構和控制方法。最后，文章還會為您展示實驗室波形。

　　1 概述

　　1．1 太陽能逆變器介紹

　　材料、能源和信息是人類生存和發展的三大要素。能源利用的每一次新發現，都會極大改變和促進現代文明的發展：

　　·蒸汽機的發明讓我們進入機器時代。

　　·電的發明讓我們進入電氣時代。

　　·半導體晶體管的發明讓我們進入信息時代。

　　當前可再生能源的發展和利用將引發第四次工業革命；在所有可再生能源利用方法中，光伏發電是整個可再生能源發展的關鍵組成部分。根據世界能源組織預測，隨著傳統能源（例如：煤炭、石油等）逐漸枯竭，可再生能源將成為人類的主要能源。圖1顯示了世界能源的發展趨勢。

　　圖 1 世界能源發展趨勢

　　各國政府都對可再生能源的發展投以極大關注。2007年，中國政府稱“可再生能源可滿足國家長期發展規劃的需求”，而在2008年，中國政府便發布了可再生能源第11個五年發展計劃。根據該計劃要求，中國2010年的光伏發電裝機容量需達到2，500億瓦；據估計，到2020年，中國光伏發電裝機容量將達到50，000億瓦，其中并網光伏發電占75%。

　　太陽能光伏發電的主要優點包括：

　　·太陽能很豐富，無窮無盡。

　　·生產PV板的材料分布廣泛，并儲備豐富。

　　·系統結構簡單，轉換效率高。

　　·無污染，并且可循環利用。

　　·光伏電池壽命長，維護成本低。

　　太陽能光伏發電的缺點包括：

　　·功率密度低，占用面積大。

　　·發電受限于自然條件，沒有太陽就無法發電。

　　·單位生產成本高。

　　1.2 光伏發電系統分類

　　根據應用環境，光伏發電系統可分為非入網太陽能逆變器系統和入網太陽能逆變系統。

　　非入網太陽能逆變器系統主要用于獨立組建的光伏發電系統，適用于家庭、農村、島嶼、偏遠地區、城市照明以及電源系統的通信、測試與應用。圖2為一個系統結構圖，其描述了太陽能板組件、太陽能逆變單元、儲能單元、電負載等主要組成部分。

　　圖 2 非入網太陽能逆變器系統

　　入網太陽能逆變器系統主要用于同傳統電網連接，太陽能逆變器把來自PV板的電能連接傳統電網，其主要組成為太陽能板、太陽能逆變器、智能雙向電量計、家庭用電負載和傳統電網等（參見圖3）

　　圖 3 入網太陽能逆變器系統

　　1.3 PV板電氣特性

　　太陽能逆變器功率輸出變化幾乎與陽光直接相關，但是電流減少的速度遠快于光照水平下降的速度。在極低光照水平下PV板一般會產生16V的電壓，但是電流卻極少。

　　另外，隨著PV板溫度升高，電壓輸出下降，反之亦然。輸出曲線隨光照條件、溫度等而變化，如圖4所示。

　　太陽能逆變器必須工作在MPP下，以獲得來自PV板的最大電能。這是通過最大功率點控制環路（最大功率點追蹤器，MPPT）來實現的。

　　圖4 PV板電氣特性

　　1.4 太陽能逆變器拓撲改變

　　隨著照度的變化，PV板的輸出電壓范圍為20到45伏，因此如果入網應用需要更高的輸出電壓，則通常會考慮并串聯PV板以獲得高輸入電壓，并使用一個逆變器來實現電能轉換。這種拓撲結構被稱作“中央逆變器”，如圖5（a）所示；它的主要特點是：

　　·10到250kw，3相，數個并聯串

　　·轉換器效率高，成本低，可靠性低

　　·非最佳MPPT

　　·通常用于發電廠

　　圖 5 中央與串型拓撲

　　另一種應用是在所有串分支把PV板串聯以實現能量轉換。使用一個MPPT模塊，用于獲得PV板的最大電能。這種拓撲被稱作“串型逆變器”，如圖5（b）所示；它的主要特點是：

　　·1到10kw，典型的住宅型應用。

　　·每個串分支都有其自己的逆變器，用于實現更佳的MPPT。

　　·各串可以有不同的方向。

　　·三相逆變器，用于5km以上輸出功率。

　　盡管這種串型逆變器可以獲得更的電能收集效率，但是當一個串聯PV板被陰影遮擋時，該串分支的電能收集也隨之下降，如圖6（a）所示。如果放置一個MPPT模塊來收集所有PV板的電能，則可解決這個問題。這種拓撲被稱作“微型逆變器”，如圖7所示。

　　圖 6 陰影對電能收集的影響情況

　　圖 7 微型逆變器拓撲

　　很明顯，就微型逆變器而言，“分布式MPPT”架構增加了每PV板成本；但是，通過回收下列效率損失可將效率提高5%到25%：

　　·PV板錯配損耗（3%到5%）

　　·部分陰影損耗（5%到25%）

　　·簡單的系統設計，更寬松的故障容限（0%到15%）

　　·次優MPPT損耗（3%到10%）

　　·另外，增加安全性和建筑面積（屋頂）利用

　　因此，如果我們選擇微型逆變器拓撲，則會犧牲轉換器效率，但是會讓電能收集變得更高效。

　　2 硬件設計

　　2.1 系統結構圖

　　在我們的太陽能逆變器解決方案中，我們選擇交叉反激加SCR全橋的拓撲，用于工業頻率逆變。所有控制僅為一個MCU（2802x），另外還有一個RS485或者PLC接口，用于通信。圖8顯示了這種微型太陽能逆變器的結構圖。具體規范，請參見《附件A》。

　　這種拓撲具有如下特點：

　　·簡單的系統結構

　　·高效率，低成本

　　·完全隔離，高可靠性

　　·無法實現反應式功率補償

　　圖 8 微型太陽能逆變器系統結構圖

　　2.2 輔助電源設計

　　在微型太陽能逆變器中，我們需要可以向A/D采樣電路、驅動電路、MCU控制器等輸出多電壓的輔助電源。另一方面，這種輔助電源必須完全隔離于一次側到二次側。

　　因此，我們選擇LM34927芯片；這種芯片具有如下特點：

　　·9到100V的寬輸入范圍

　　·低成本，集成100V、高低側開關

　　·恒定導通時間（COT）控制方案無需環路補償，并具有優異的瞬態響應。

　　·充分保護功能，包括可調節UVLO。

　　圖9顯示了LM34927的典型應用原理圖。從該原理圖，我們知道，LM34927的一次側為一個降壓電路，而二次側為一個反激拓撲，用于實現隔離。

　　圖9 LM34927典型應用原理圖

　　2.3 作為隔離式前端轉換器設計的有源鉗位反激

　　2.3.1 有源鉗位反激式轉換器概述

　　圖10顯示了基礎反激拓撲內有源鉗位電路的組合情況。圖中，反激式變壓器被一個等效電路模型代替，其表現出磁化和漏電感（Lr表示除外部電感外一次側反映的總變壓器漏電感）。

　　開關Q1和Q2與其相關體二極管一起出現。Cr表示兩個開關的寄生電容的并聯電容。與Lr諧振的這種器件電容，實現了Q1的零電壓開關（ZVS）。

　　利用有源鉗位電路，晶體管關閉電壓尖峰受到控制，變壓器漏電得到回收，并且主開關（Q1）和輔助開關（Q2）的ZVS都成為可能。

　　這些優點的代價是，需要更多的功率級組件以及更高的控制電路復雜度（兩個開關對一個開關）。

　　為了描述這種電路的工作情況，我們假設：

　　·理想開關組件

　　·磁化電流始終為非零且為正。

　　·Lr（包括變壓器漏電感）小于變壓器磁化電感Lm（通常為Lm的5%到10%）

　　·Lr中存儲充足的電能，以完全對Cr放電，并開啟Q1的體二極管。

　　圖 10 有源鉗位反激轉換器的簡化原理圖

　　2.3.2 有源鉗位反激設計零電壓開關考慮

　　為了實現Q1的ZVS，Q2必須在諧振電感電流下降區間開啟。否則，諧振電感電流反向（再次變為正），其對Cr再充電，并且失去ZVS（或者至少部分失去）。因此，Q2關閉和Q1開啟之間的延遲時間對ZVS運行至關重要。最佳延遲值為Lr和Cr組成諧振時間的四分之一：

　　所以，最好是讓停滯時間位于Q1關閉和Q2打開之間，小于Tdelay，以實現部分ZVS狀態。

　　即使Lr中存儲能量不足以完全對開關電容Cr完全放電，從而最小化Q1和Q2的潛在電壓應力（并獲得更高的轉換器效率），我們必須小心地設計諧振電感Lr、諧振電容Cr和鉗位電容Cc的參數。

　　2.3.2.1 諧振電感Lr設計

　　在確定Lm值以后，可對諧振電感進行設計。如前所述，我們假設其值為Lm的一小部分（通常為Lm的5%到10%）。

　　給定轉換器工作點和Cr值時，要實現ZVS，Lr的大小必須足以完全對開關電容放電。

　　Lr設計很難，因為諧振電容電壓（Vcr）為Lr值的函數，如下面方程式：

　　但是，在實際設計中，諧振電感電壓相對較?。ㄏ鄬τ赩in+NVo），并且可求解實現ZVS狀態必需的Lr近似最小值：

　　在要求高輸出電壓的這種應用中，專門的輸出整流器軟開關特性比實現主開關ZVS要更為理想。

　　2.3.2.2 鉗位電容器Cc設計

　　根據Lr設計，選擇鉗位電容的值。鉗位電容器和諧振電感形成的諧振頻率足夠低，這樣，當開關關閉時，電源開關便不會出現過多的諧振振鈴。但是，使用過大的鉗位電容值，并不會帶來鉗位性能的改善，并且代價是更大容量（同時也更加昂貴）的電容器。一種較好的折中方法是，選擇一個電容器值，使鉗位電容器和諧振電感形成的諧振時間的一半，超出Q1的最大關閉時間。因此：

　　其中，DHL表示最大輸入電壓工作，fs為Q1和Q2的工作開關頻率。

　　電容器額定電壓必須超出NVo，并且超出量為Lr的壓降：

　　鉗位電容器和諧振電感的諧振時間可通過下列方程式計算得到：

　　2.3.3 有源鉗位反激的開環仿真

　　圖11為這種有源鉗位反激的開環仿真模型。下列值用于該仿真：輸入電壓Vin=36V，主MOSFET開關頻率fs=65kHz，諧振電感Lr=0.5μH，諧振電容Cr=1nF，鉗位電容Cc=10μF，主開關MOSFET的最大占空因數D=0.6，而負載Rload=100 Ω。

　　圖 11 有源鉗位反激的開環仿真模型

　　（紅色波形為VGS，綠色波形為VDS）

　　圖 12 Q1的VDS和VGS仿真波形

　　圖12顯示了漏極到源極電壓降至零以后門驅動的電壓上升，因此Q1實現ZVS得到了證實。另外，VDS的電壓尖峰被箝至Vin+NVout，其意味著一次側實現了有源鉗位。

　　圖 13 仿真輸出電壓波形

　　2.4 隔離式MOSFET橋驅動電路設計

　　為了實現一次側到二次側的完全隔離，除輔助電源隔離以外，還要求使用A/D采樣和驅動電路隔離。

　　由于MCU放置于二次側中，而主開關MOSFET位于一次側，因此我們必須把二次側控制信號傳輸至一次側，以對MOSFET進行控制。

　　為了把控制信號從二次側傳輸至一次側，可選擇高速數字隔離器加高低端驅動器芯片。圖14顯示了這種隔離式MOSFET高低端驅動器的原理圖。

　　圖 14 隔離式高低端驅動器的原理圖

　　在本應用中，隔離式MOSFET擁有許多特點，其包括：

　　·結構簡單，易于實現

　　·+600V全工作范圍

　　·4kV ESD保護

　　·自舉工作

　　另外，請注意高速數字隔離器的初始狀態；否則，它會損壞主開關MOSFET。

　　表 1 高速數字隔離器功能表

　?。≒U=上電；PD=掉電；X=無關；H=高電平；L=低電平）

　　3、固件設計

　　3.1 固件規范

　　3.1.1 功能規范

　　系統固件包括如下功能：

　　1、開/關。用戶可通過按下開/關按鈕開啟或者關閉系統。軟件設置必須啟用這種功能。

　　2、自動開/關。如果需要開啟狀態，則系統會自動開啟。當狀態不適合向電網輸電時，系統保持待機模式，并監控狀態變化。如果系統已經開啟，則當狀態不適合供電時系統自動關閉。

　　3、軟件啟動開啟。當系統必須開啟時，其從零電流供給狀態啟動，同時PWM在零交叉點開啟，從而減少給電網帶來的沖擊電流。

　　4、LED控制。系統擁有一個狀態LED指示。當系統處在待機模式下時，相應LED每1.2秒閃爍一次。當系統開啟時，LED每隔2.4秒閃爍一次。當出現故障時，LED持續亮起。

　　5、用戶控制鍵。逆變器具有一個用戶鍵。該用戶鍵可開啟或者關閉逆變器，并且還可以清除故障。當系統處在待機模式下時，如果該鍵被按下1秒以上，則如果條件符合系統便開啟。如果系統已經開啟，則當該鍵被按下1秒以上時，系統關閉。當出現故障且系統處在故障模式下時，按下該用戶鍵1秒以上，可清除故障并再次進入待機模式。

　　3.1.2 測量

　　為了控制和監測系統狀態，需計算下列測量結果：

　　·電網電壓RMS

　　·電網頻率

　　·逆變器的輸出有效功率

　　·輸入功率

　　·輸入PV電壓

　　·溫度

　　3.1.3 保護

　　系統具有一些基本保護功能。

　　1、一次側沖擊電流保護。當短路或者主電感引起沖擊電流時，PWM首選會進入CBC模式；但是，當CBC三次以上時，系統關閉并進入故障模式。

　　2、二次側過電壓保護。當SCR未正常開啟時，出現二次側超高壓。系統關閉，并進入故障模式。

　　3、輸出過電流保護。當輸出電流量超出閾值時，出現輸出過電流。系統關閉，并進入故障模式。

　　4、電網電壓/頻率過高/過低保護。如果系統已經開啟，當電網電壓/頻率超出正常范圍時，系統在五個電網周期內關閉。

　　5、反孤島抑制保護。如果達到孤島條件，則系統在4秒內關閉。如果恢復至正常狀態，則系統在1秒內重新啟動。

　　6、過溫保護

　　3.1.4 入網轉換器控制器

　　為了向電網輸電，必須在系統中實現下列控制器算法：

　　1、鎖相環（PLL）控制器。PLL控制器用于與電網電壓同步，其可向電流控制器提供一個基準相。

　　2、入網電流控制器。電流控制器可確保輸出電流為正弦波，并遵循電流基準，從而平衡輸入功率和輸出功率。

　　3、最大功率點追蹤（MPPT）。MPPT用于讓太陽能板進入最大功率輸出狀態。

　　3.2 固件結構

　　3.2.1 后臺與任務

　　整個固件系統為一個前向后臺系統。圖15顯示了該后臺結構。

　　圖15后臺結構

　　本系統中，有一個1ms任務和四個4ms任務。

　　1、1ms任務A0。1ms定期任務。在這種任務中，LED控制執行。除此以外，PLL控制器也位于該任務中。

　　2、4ms任務A1。A1 4ms定期任務。狀態機處理器。

　　3、4ms任務A2。A2 4ms定期任務。所有測量均在該任務中計算。

　　4、4ms任務A3。A3 4ms定期任務。用戶鍵檢測便在這里，同時檢測超出或者未達到運行狀態范圍，并發出故障指令。

　　5、4ms任務A4。A4 4ms定期任務。MPPT控制器與調試支持。

　　3.2.2 系統狀態機

　　圖16狀態機

　　圖16顯示了任務A1中處理的狀態機。不同狀態代表不同的運行模式。

　　本系統中共有4種狀態模式：

　　·上電

　　·待機

　　·開啟

　　·故障

　　上電模式是系統上電的一種過渡模式。在這種模式下，系統進行一些初始化，之后，系統便自動進入待機模式。

　　待機模式是系統等待開啟指令的一種模式。所有PWM和SCR控制信號都關閉。在這種模式下，所有測量均有效。系統探測外部狀態，并檢查系統是否可以開啟。

　　當系統成功地從待機模式啟動以后，系統進入開啟模式。這種模式下，所有PWM和SCR控制信號均開啟。系統開始向電網輸電。

　　如果出現故障，系統進入故障模式，所有PWM和SCR控制信號均關閉。如果故障清除，則系統自動返回待機模式。

　　3.2.3 中斷服務程序

　　本系統的中斷服務程序（ISR）具有如下功能：

　　·讀取ADC結果和部分測量計算。

　　·入網電流控制器

　　·SCR開/關控制

　　·緊急保護。一次側沖擊電流、二次側過電壓和輸出電流保護。

　　·調試支持。把調試數據記錄到緩沖器。

　　圖17 ISR流程圖

　　3.3 入網轉換器控制器

　　圖18顯示了整個入網轉換器結構。

　　圖18控制器結構

　　3.3.1 PLL控制器

　　圖19顯示了PLL控制器系統

　　圖19 PLL控制系統圖

　　PLL系統由如下幾部分組成：

　　·相位誤差檢測。檢測基準和正弦波輸出之間的相位誤差。該檢測功能在1ms任務A0中實現。

　　·PLL控制器。閉環控制器，控制器在1ms任務A0中執行。

　　·正弦波生成器。根據頻率和采樣時間生成正弦波；在ISR中完成這項工作。

　　3.3.2 電流控制器

　　為了設計電流環路，必須首先建造對象模型。這里可以使用小信號模型。

　　圖20反激電路

　　假設反激電路如圖6所示；另外，假設其在連續模式下工作。

　　圖21反激連續模式電流

　　如果一次側的MOS開啟，則一次側電流增加，Lp充電，并且能量被存儲在其內部。因此，可得到如下方程式：

　　如果Q1關閉，則能量被立即傳輸至二次側，ip很快降至零。在二次側，二極管開啟，次電感接過負載，并對C充電?？傻玫椒匠淌剑?）。

　　主電感Lp和次電感Ls具有如下關系：

　　把方程式（3）與方程式（2）組合得到：

　　利用這種平均狀態空間方法，如果占空因數為d，則可以得到如下方程式：

　　對方程式（5）稍做改動得到：

　　去除高階無窮小元素得到：

　　因此， 和 的關系為：

　　D的穩定狀態為：

　　控制器環路為：

　　圖22電流控制器環路

　　使用PI控制器時，控制器計算頻率為22kHz。開環帶寬必須設置為1到2kHz。

　　圖8表明，閉環的反饋必須為一次側電流ip，但在現實系統中，當Q1開啟時其為中間點電流。如果轉換器工作在連續模式下，則主反饋和次平均電流之間的關系為：

　　為了獲得正弦波輸出電流，次平均電流必須為正弦波；因此，必須把反饋電路改為如下模型：

　　圖23修改后的電流環路

　　4 實驗室測試波形

　　（CH3閉環輸出電壓，CH4閉環輸出電流）

　　圖24閉環輸出電流和電壓

　?。–H3入網電壓，CH4入網電流）

　　圖25入網電流和入網電壓

　　（CH2入網電壓，CH4入網電流）

　　圖26系統開啟時的電壓和電流波形

　?。–H2入網電壓，CH4入網電流）

　　圖27系統關閉時的電壓和電流波形

　?。ㄖ鏖_關MOSFET的CH1 VGS，主開關MOSFET的CH3 VDS，Lr的CH4諧振電流）

　　圖28主開關MOSFET的ZVS波形和Lr諧振電流

　?。–H4入網電流紋波）

　　圖29入網電流紋波

　　5 其它

　　原理圖，請參見《附件B》

　　6 參考文獻

　　1、TMS320F2802x產品說明書，SPRS523G

　　附件A、電氣規范

　　附件B、原理圖