由于中小功率開關電源的市場前景很好，單端反激式開關電源不僅可以實現低壓輸出而且可以實現高低壓的電器隔離，進而提高了電源的安全性。文中主要對基于L6561的臨界模式下高PF反激式開關電源的環路設計進行了論述，其中反饋回路由PC817A和TL431組成，文中對環路的補償設計電路進行了定性分析和定量計算，通過選擇合適的相位裕量保證系統的穩定性，電源通過負反饋環路來控制在不同的負載下得到穩定的電流。

　　1 反饋環路概述

　　開關電源的控制方式有兩種：電流控制模式和電壓控制模式，兩種控制模式的傳遞函數有很大的不同，文中論述的是電流模式中峰值電流模式控制的環路設計。

　　1．1 反饋環路穩定的標準

　　環路穩定的標準：只要在增益為1時（即0 dB時），整個系統的相移小于360度，則系統就是穩定的，即環路是穩定的。但是如果系統的總相移和接近360度（其中總相移和為控制環路中各級產生的相移和），則可能產生以下2個問題：1）相移可能因為溫度、負載或者分布參數的變化而達到360度，從而使系統產生震蕩，造成環路不穩定；2）當相移越接近360度時，電源的階躍響應（負載的瞬時變化）超調量增加，延長輸出達到穩定值的時間。所以環路要留有一定的相位裕量，工程上一般相位裕量取45度左右。

　　1．2 常用的電流型環路補償方法

　　圖1給出了2種常用的電流型控制模式中的環路補償方法。

　　圖1（a）中補償網絡的傳遞函數為：

　　適用于電流型控制和工作于DCM（非連續電流模式）模式下的電源。補償網絡產生的初始極點可以使控制帶寬變窄，零點可以使系統在剪切頻率處的相位裕量。文中采用的是圖1（a）的補償方案。

　　圖1（b）中補償網絡的傳遞函數為：

　　極點同樣可以將控制環路的帶寬變窄，而零點則是用來抵消補償前的極點的，這樣不僅可以使環路的增益曲線在較低的頻率處達到0 dB，而且提高了穿越頻率附近系統的相位。

　　2 環路補償設計

　　2．1 反激變換器環路設計的特點

　　在反激拓撲中，由小信號模型的傳遞函數可知，反激中的連續模式（CCM）為二階系統，不連續模式（DCM）和臨界模式（TM）為一階系統。

　　基于L6561的具有高PF的反激變換器不像一般的變換器，在這樣的變換器中，控制環路帶寬應當很窄，以保證在給定的半個電網周期內維持Vcomp如同原先假定的為相當良好的常數，這樣才能保證高的PF；但窄的控制環路帶寬會降低系統對電網和負載的瞬態響應速度，影響電路的負載和線性調整率，于是環路設計時需在兩者之間折中。

　　2．2 環路設計

　　環路設計時因為誤差放大器本身是工作于負反饋狀態下，自身就有180度的相移，加上為滿足工程設計中的不小于45度的相位裕量，所以功率部分、反饋網絡和補償網絡的相移最多為135度。另外一般要求加入補償網絡后系統的環路增益曲線，在剪切頻率附近的增益斜率應該為-1（即-20 dB／10倍頻率），這樣做的目的是因為-1的增益斜率所對應的相頻曲線相位延遲較小，且變換相對較慢，可以保證當某些環節的相位發生變化時相頻曲線仍然有足夠的相位裕量，使得環路保持穩定。

　　圖2給出了基于L6561臨界模式下高PF反激變換器的控制環路設計電路框圖。

　　圖2各個部分的傳遞函數如下：

　　L6561的內部誤差放大器（E／A）補償如圖1（a）所示。于是，傳遞函數G1（S）是：

　　其中極點的頻率為，可以使得存兩倍電網頻率處增益遠小于1，而零點位于開環增益過零附近來提升相位，以保證相位裕度。

　　由于電網變換或負載變化將引起誤差放大器的變化，其變化量為△Vcomp在乘法器輸出端修正整流正弦波電壓的幅值Vcx，因此，乘法器方塊的傳遞函數為：

　　其中RS是檢測電阻。

　　小信號分析指出，反激拓撲中電流控制模式下的功率級傳遞函數為：

　　反饋網絡可以有不同的結構，文中考慮的是使用光耦作為初級與次級電氣隔離、TL431作為參考電壓和放大器組成的結構。圖3為電路采用的反饋網絡電路圖，增益H（S）可以寫為：

　　其中CTR為光耦傳輸比。

　　除誤差放大器，系統的開環增益G（S）為：G（S）=G2G3G4（S）H（S），誤差放大器的增益G1（S）和開環增益G（S）在剪切頻率處應該滿足：F（S）=G1（S）G（S）=1且有45度左右的相位裕量。

　　3 環路參數設置和定量計算

　　3．1 環路參數設置

　　在設計控制環路時，首先選擇光耦的輸出晶體管工作電流IC，一般選擇較小的電流值（如1 mA），這樣不僅可以延長器件壽命，而且有利于實現在兩倍電網頻率處保持反饋網絡低增益，利于環路的穩定。因為L6561內部的參考電壓是2．5 V，所以閉環工作時VE的靜態值應在2．5 V附近，則R4的值可由式子計算出來：

　　電阻R5是光耦的限流保護電阻，同時有利于降低環路干擾，使系統不容易產生震蕩。R5的計算公式為：

　　其中1 V是光耦兩端的典型壓降。為了使反饋網絡可以在二倍工頻處取得比較低的增益，R5的值盡量取接近式（9）計算的最大值。然后根據輸出電壓選擇RO1和RO2：

　　其中2．5是TL431內部基準電壓，IRO2是流經RO2的電流。

　　電阻R2是L6561內部運放的反向輸入端電阻，用于檢測疊加在VE上的紋波電壓，R2是為了保證該疊加的紋波電壓不會使L6561進入動態過壓保護狀態（即進入COMP腳的輸入電流不應大于40μA，否則芯片進入過壓保護狀態），因此R2近似為：

　　與RO1和RO2并聯的電容（一般為μF范圍）起軟啟動功能，避免建立輸出時電壓過沖，特別是輕載。

　　3．2 定量計算

　　為了保證在半個電網周期內維持Vcomp為恒定值和電路具有較高PF值，要求控制環路的帶寬應該不大于100 Hz，所以環路的帶寬只能降低，設計時取整個開環電路的穿越頻率為50 Hz，相位裕量大于45度。

　　環路的定量計算：采用Venable方法，一個零點相當于一個RC微分器，會引起相位超前，一個極點相當于一個RC積分器，會引起相位滯后。在穿越頻率處，G（S）產生的相位偏移量和增益分別為PhaseG（S）50Hz和GainG（S）50Hz：

　　由除誤差放大器外系統的開環電路的增益G（S）曲線圖可知（如圖4），誤差放大器的補償網絡應該使F（S）的相位在增益曲線過零時有45度左右的相位裕量。

　　有穩定環路的判斷標準可知，誤差放大器的補償網絡在穿越頻率處的相位偏移量PhaseG1（S）50Hz和增益GainG1（S）50Hz分別需要滿足公式（14）和（15）：

　　代入數據可知，G（S）在50Hz處產生的相位滯后為85度，增益為6dB。因此加入補償后需滿足：補償網絡的增益在50Hz處的增益為-6dB，且整個環路的相位裕量大于45度。畫出G（S）的頻譜曲線圖，由G（S）的頻譜曲線圖可知，我們可以選擇圖1（a）中的補償方案，取該零點位于10 Hz處。

　　加入補償網絡后，整個系統在50 Hz處產生的相位滯后為96度，即相位裕量為84度。圖4、圖5分別給出了G（S）和F（S）的增益曲線圖和相頻曲線圖。

　　文中主要是關于L6561臨界模式下反激開關電源中的環路設計，TL431和PC817A組成的電路不僅實現了電氣隔離，而且為采樣提供了穩定的參考電壓，文中詳細講述了控制環路中各個部分的增益，通過選擇合適的環路帶寬和相位裕量來保證系統的穩定性并給出了利用圖解法求出的環路結果。