目前，正激變流器在中、大功率場合得到廣泛的應用，但單管正激變換器的開關管承受兩倍輸入電壓應力，不能用在較高輸入場合。雙管正激變換器解決了這個問題，其開關管的電壓應力等于輸入電壓，關斷時也不會出現漏感尖峰，加上結構簡單、可靠性高，在高輸入電壓的中、大功率場合得到廣泛的應用。

　　在開關電源的設計過程中，控制環路設計的優劣關系到系統的穩定與否。因此優良的控制環路，對開關電源系統是至關重要的。對于PWM變換器的控制環路，傳統的方法使用狀態空間平均法，求出小信號模型，來設計控制環路。此方法計算量大，效率低，不利于工程應用。

　　高效的方法是用仿真軟件得出電路開環BODE圖來設計控制環路。市面的仿真軟件非常多，功能也很強大，如Matlab、Pspice等，然而Pspice軟件的收斂算法不好，帶來了非常多的不便；Matlab軟件建模復雜，其補償器為傳遞函數或狀態方程，需利用電網絡理論轉化為具體的電路，諸多不便。

　　SABER與其他仿真軟件相比，具有更豐富的元件庫和更精確的仿真描述能力，真實性更好。特別是在電源領域的先天優勢，借助其強大的仿真功能縮短電源產品的上市時間。目前，用SABER軟件設計控制環路尚不多見，基于此，提出用SABER仿真設計雙管正激參數及控制環路。

　　電路結構

　　雙管正激拓撲結構如圖1所示，工作原理為：VT1、VT2同時導通，同時關斷；VT1與VT2導通時，電源經高頻變壓器T，快恢復二極管VD3向負載輸出能量，經L給C充電；VT1與VT2關斷時，輸出電流由快恢復二極管VD4續流，同時變壓器原邊繞組的勵磁電流經VD1－UiN-VD2向電源反饋能量。由于VD1與VD2的箝位，VT1與VT2的開關應力等于電源電壓。與單管正激電路相比，多用一個開關管，電壓應力為單管的一半，不存在漏感尖峰，變壓器無需磁通復位繞組，適用于較高輸入電壓的中、大功率等級場合。

　　控制環路的設計方法

　　首先是控制環路上的設計方法，系統回路為開環BODE圖。

　　在剪切頻率處幅值斜率為-20dB/dec，且至少有45°的相位裕度。控制環路的設計步驟如下：

　　1、根據應用要求設計主電路。

　　2、由SABER仿真器得出主電路的BODE圖。

　　3、根據實際要求和限制條件確定剪切頻率ωc，對電源產品，剪切頻率通常為開關頻率的1/4或者1/5。

　　4、根據系統穩態精度的要求及剪切頻率決定補償放大器的類型和各頻率點。使低頻段增益高，一般電源產品的低頻段設計成I型系統，以保證穩態精度;中頻段帶寬處的斜率為-20dB/dec，且有足夠的相位裕度（即y》45°）;高頻段增益衰減快，減少高頻干擾;用SABER得出補償后環路的開環頻響曲線，驗證系統的穩定性。

　　主電路參數設置

　　由于主電路輸出濾波器參數關系到控制環路的設置，補償器應根據輸出濾波參數進行調整。本文以一臺250W電源實例說明控制環路的設計。

　　主要技術要求

　　輸入：AC220V［DC=265V（220～310V）］

　　輸出：48V 0.5～5A;

　　波紋電壓：0.1V; 波紋電流：1A;

　　效率：≥0.85;開關頻率：100kHz;

　　變壓器原副邊比n=2;Uout=48.85V（二極管）; 占空比：

　　輸出濾波參數

　　輸出濾波器按照要求的紋波電流與紋波電壓值來設計，紋波電流決定電感值，紋波電流與紋波電壓共同決定電容值。

　　濾波電感

　　流經濾波電感電流波形如圖1所示，紋波電流峰峰值取決于允許的最小電流值，當負載電流小于0.5A時，進入電流斷續模式。為防止變換器進入斷續模式，在Toff期間，流經L的電流不能降到零。

　　濾波電容

　　濾波電容的容量分以下兩種情況討論：

　　采用普通的鋁電解電容，此類電容在開關頻率低于500kHz，且RoCo大于開關管的關斷和導通時間的一半時，輸出紋波僅由ESR（Ro）決定。

　　此方法隨技術的進步變得不合實際，最好從廠家或測試得到電容的ESR值。

　　濾波電容采用零ESR或低ESR電容，自身阻容形成的零點（1/2πRest×C）較高，但對環路設計的影響不大;若低ESR值的電容采用大容量，其自身阻容形成的零點使得在帶寬附近的高頻衰減不夠，可能引起振蕩，增加補償器的設計難度。如圖2、圖3所示。

　　考慮電容的發熱影響壽命，取22μF。

　　電容的ESR值的最大值為：

　　ESR（max）=△U/△I=0.1/l=0.1 Ω。

　　ESR超過0.1Ω，紋波電壓會增加。

　　通過本文的介紹，相信大家對于使用SABER雙管正激來進行模擬的控制環路設計以及主電路參數詳細設置有了進一步的了解。