引言

隨著無線通信芯片技術(shù)的發(fā)展，越來越多的便攜式或電池供電的無線傳輸設(shè)備進(jìn)入人們?nèi)粘Ｉ睿邕b控車門開關(guān)（REK）系統(tǒng)、汽車輪胎壓力監(jiān)視系統(tǒng)（TPMS）、無線內(nèi)窺鏡系統(tǒng)、藍(lán)牙技術(shù)等。這種小功率無線傳輸系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)是在低電流消耗和信道干擾較強(qiáng)的情況下實現(xiàn)數(shù)據(jù)穩(wěn)定可靠的傳輸。曼徹斯特碼由于其特殊的性能，被廣泛應(yīng)用于小功率無線傳輸系統(tǒng)中。曼徹斯特編碼是串行數(shù)據(jù)傳輸?shù)囊环N重要的編碼方式。曼徹斯特編碼最大的優(yōu)點是：數(shù)據(jù)和同步時鐘統(tǒng)一編碼，曼徹斯特碼中含有豐富的時鐘信號，直流分量基本為零，接收器能夠較容易地恢復(fù)同步時鐘，并同步解調(diào)出數(shù)據(jù)，具有很好的抗干擾性能，這使它更適合于信道傳輸。

1 曼徹斯特編碼原理

用于數(shù)字基帶傳輸?shù)拇a型種類較多，Manchester碼是其中常用的一種。Manchester碼是一種用跳變沿（而非電平）來表示要傳輸?shù)亩M(jìn)制信息（0或1），一般規(guī)定在位元中間用下跳變表示“1”，用上跳變表示“0”。其編碼規(guī)則如表1所列。

2 數(shù)字基帶信號處理框架概述

本文所設(shè)計的通信信號處理可以分為編碼、同步、二元信號的信道傳輸預(yù)處理、自適應(yīng)信道均衡、幀同步檢測、匹配濾波、分?jǐn)?shù)時延濾波、判決譯碼等過程。系統(tǒng)流程如圖1所示。

在數(shù)字通信中，總是需要先將模擬信號數(shù)字化，也就是抽樣、量化和編碼三步曲。

2．1 同步

在本設(shè)計中，假定一個8位的同步頭為HeadSyn，在ParameterSet中初始化為10110001，同步頭的長度越長越好，但是執(zhí)行的速度也就越慢。理論上來說，在對Manchester碼加同步頭時，同步頭最好為全1，而不是巴克碼。從實際仿真檢測效果來看，該同步處理同樣做到了很低的誤碼率。

2．2 二元信號調(diào)制

對于已經(jīng)添加了同步頭的編碼信號，為了讓其能通過下一步的上變頻，從而在信道中傳輸，則需要進(jìn)行成型濾波。

本設(shè)計中，首先確立了4倍過采樣率（OverSampleRate），通過MatIab擬合了一個21階的成型濾波器，對于一個N長度的編碼信號，相當(dāng)于算法循環(huán)N次，成型濾波值每隔4位賦予調(diào)制信號Signal，然后對應(yīng)位相加，得到一個長度為N×OverSampleRate+FilterOrder-1的適合于信道傳輸?shù)臄?shù)字調(diào)制信號。這個結(jié)果可以用仿真軟件之后觀察到。

二元信號調(diào)制流程如圖2所示。

2．3 信道傳輸處理

由于信號傳輸過程中，會經(jīng)過信道雜波干擾，同時還有傳輸噪聲影響，因此直接通過信道出來的波形必然有不同程度的失真，還會有各種諧波干擾，信道均衡在此顯得尤為重要。本設(shè)計中采用的是時域橫向FIR濾波器（自適應(yīng)LMS算法）來進(jìn)行信道均衡，并且由于信道均衡自帶分?jǐn)?shù)時延的效果，同步檢測步驟后的分?jǐn)?shù)時延濾波器也可以省略掉，當(dāng)然保留也并無影響。

系統(tǒng)仿真所加噪聲為白噪聲信號。

均衡器得到的波形將一直與輸入信號進(jìn)行循環(huán)比較，但是由于同步信號已知，而其后波形是未知的，因此僅僅根據(jù)同步頭位數(shù)確定循環(huán)比較次數(shù)。只要同步信號相等，即可大致認(rèn)為整個信號已均衡處理完畢。（因此同步頭長度越長，均衡效果越好。）

2．4 幀同步檢測

由于接收到的信號含有同步信息，但是同步頭的位置又不明確，所以在解調(diào)前，必須首先判斷同步信息位置，這就需用到自相關(guān)函數(shù)波峰。幀同步頭檢測流程圖如圖3所示。

2．5 匹配濾波

由前面的幀同步頭檢測步驟，已經(jīng)得到同步頭之后的碼元所在位置，但是由于信道傳輸過程中將引入大量噪聲以及無用信息，故想要獲得最大結(jié)果，必須通過匹配濾波器處理。從本質(zhì)上來講，就是二次成型濾波，也就是FIR濾波。當(dāng)有了同步之后碼元匹配濾波的極值點信息，再由同步處理部分得到的距離最佳采樣點最近的前一個整數(shù)位置信息，就可以得出delay的延遲信息。

2．6 分?jǐn)?shù)時延濾波

由于銳化之后波形的極值點，可能并非實際中的采樣點，這樣就需要通過分?jǐn)?shù)時延濾波器處理后，對極值進(jìn)行估計。這樣，就可以更準(zhǔn)確地進(jìn)行下一步的判決譯碼。

如果定義為有限長時延濾波器DelayFilter的時域信號，其近似對應(yīng)的頻域變換為H（jw）=e-jwD，其中D為同步處理后的返回值delay數(shù)值與距離最佳采樣點最近的前一個整數(shù)位置長度之差，也就是delay數(shù)值的小數(shù)部分，式中ak，n為在ParameterSet部分中聲明的Del ayFilter二元矩陣。

所以，一旦同步處理結(jié)束后，知道了D值就能得到該頻域響應(yīng)下的時域信號，有了時域信號之后，再對同步頭之后一個碼元周圍作插值濾波，便可得到最佳采樣點幅值。

2．7 判決譯碼

在本設(shè)計中，對于經(jīng)過上述處理后得到的極值（附近的2～3個數(shù)值與極值信息相同），如果大于0，則為高電平，如果小于0，則為低電平，并且同時進(jìn)行解碼，實現(xiàn)曼徹斯特編碼的逆反過程。在程序中表現(xiàn)為：如果檢測到高電平，表示下一位肯定是低電平，所以對應(yīng)的解碼位就是“1”；如果檢測到低電平，表示下一位肯定是高電平，所以對應(yīng)的解碼位就是“0”。

3 CCS環(huán)境以及仿真結(jié)果

CCS是一款集成性DSP軟件開發(fā)工具，其有軟件和硬件仿真兩種模式，．cmd文件主要是用來分配處理器的ROM和RAM空間的。它告訴鏈接程序怎樣計算地址和分配空間。所以不同的芯片就有不同大小的ROM和RAM，存放用戶程序的地方也不盡相同。所以要根據(jù)芯片進(jìn)行修改。 .cmd文件分兩部分：MEMORY和SECTIONS。

圖4為code碼元在CCS下的仿真波形。

圖5為code_在CCS下的仿真波形。

從圖中看出，code為10001101011……，code_為10001101011……。可以觀察出編碼code與解碼code_是相同的，符合誤碼率要求。

code_manch波形如圖6所示。

另外，code_manch前8位代表同步頭，第9位開始是編碼信號，為10110001100101010……第9位開始的10對應(yīng)code中的1，01對應(yīng)0。

責(zé)任編輯：gt