應用于智能手機的邏輯電平轉換方案

近一兩年來，在蘋果公司iPhone手機的帶動下，智能手機市場迅速擴大。智能手機等便攜產品的一個重要特點是功能越來越多，從而支持更廣泛的消費需求。但智能手機等便攜產品內部用于支持不同功能的集成電路(IC)或模塊的工作電壓往往不同，如基帶處理器和應用處理器電壓一般在1.5 V至1.8 V之間，而現有許多外設工作電壓一般為2.6至3.3 V，如USIM卡、Wi-Fi模塊、調頻(FM)調諧器模塊工作電壓為2.8 V，而相機模塊為2.7 V。

圖1：邏輯電平轉換器應用示意圖。

　　因此，智能手機等便攜產品中的不同IC與外設模塊之間存在輸入/輸出電壓失配問題，要使這些器件與模塊之間互相通信，需要高效的邏輯電壓電平轉換。所謂的邏輯電平轉換器即連接不同工作電壓的IC與模塊或印制電路板(PCB)，提供系統集成解決方案。

　　傳統邏輯電平轉換方法及其優缺點

表1：傳統邏輯電平轉換方法及優缺點。

　　由于晶體管-晶體管邏輯(TTL)和互補金屬氧化物半導體(CMOS)是邏輯電路中的標準電平，因傳統邏輯電平轉換方法中，TTL-CMOS輸入轉換很常見。這種轉換方法簡單，成本低，主要用于低電平至高電平轉換，也能用于轉換高電平至低電平。這種轉換方法也存在一些缺點。其它傳統邏輯電平轉換方法還有過壓容限(OVT)電壓轉換、漏極開路(OD)/有源下拉轉換和分立I2C轉換等，各有其優缺點，參見表1。

　　雙電源邏輯電平轉換及應用

　　邏輯電平轉換中會消耗功率。例如，在低至高電平轉換中，為了輸出高邏輯電平，輸入電壓(Vin)低于VCC，電源電流變化(ΔICC)始終較高，因此功耗也較高。為了解決高功耗的問題，可以采用雙電源電壓(VCCA及VCCB)邏輯電平轉換器，在邏輯電源電壓(VL)等于Vin時，ΔICC就為0，從而降低功耗。

　　常見雙電源邏輯電平轉換包括單向轉換、帶方向控制引腳的雙向轉換、自動感測雙向轉換(推挽型輸出)及用于漏極開路應用(如I2C)的自動感測雙向轉換等，結構示意圖如圖2所示。

圖2：幾種雙電源邏輯電平轉換器的結構示意圖。

　　在這些雙電源邏輯電平轉換方法中，單向邏輯電平轉換的原理就是在輸出啟用(Output Enable,)為低電平時，提供A點至B點轉換；而在輸出啟用為高電平時，A、B之間呈現高阻態(Hi-Z)，通常當作電阻無窮大來處理，相當于沒有接通。常見的雙電源單向邏輯電平轉換器有如安森美半導體的NLSV1T34AMX1TCG、NLSV2T244MUTAG、 NLSV4T3234FCT1G、NLSV8T244MUTAG、NLSV22T244MUTAG等。這些雙電源單向邏輯電平轉換器的應用包括通用輸入輸出(GPIO)端口、串行外設接口(SPI)端口和通用串行總線(USB)端口等。

　　帶方向控制引腳的雙向邏輯電平轉換器的工作原理是：引腳和方向控制(DIRection，T/)引腳均為低電平時，提供B點至A點轉換；引腳為低電平、T /引腳為高電平時，提供A點至B點轉換；而在引腳為高電平時，A點至B點方向和B點至A點方向均處于高阻態，相當于沒有接通。安森美半導體即將推出帶方向控制引腳的雙向邏輯電平轉換器。這類轉換器的常見應用是以字節(byte)訪問的存儲器及I/O器件。

　　自動感測雙向邏輯電平轉換器(推挽型輸出)的工作原理是：啟用(EN)引腳為低電平時，轉換器處于待機狀態；EN引腳為高電平、I/O電平不變時，轉換器處于穩態；EN引腳為高電平、I/O電平變化時，轉換器檢測到變化，并產生脈沖，I/O藉P溝道MOSFET(PMOS)上拉至更快。典型的自動感測方向雙向邏輯電平轉換器(推挽型輸出)有如安森美半導體的NLSX3012MUTAG、NLSX3013FCT1G、NLSX3013BFCT1G、 NLSX4014MUTAG和NLSX3018MUTAG等。這類轉換器的常見應用包括通用異步收發器(UART)、USB端口、4線SPI端口和3線 SPI端口等。

用于漏極開路應用(如I2C)的自動感測雙向邏輯電平轉換器同樣包含3個狀態：EN引腳為高電平、NMOS導通時，處于工作狀態，輸入端I/O電平下拉至地，即輸入低電平；EN引腳為高電平、NMOS處于高阻態時，處于工作狀態，輸出端I/O電平上拉至VCC，即輸入高電平；EN引腳為低電平時，轉換器處于待機狀態。典型的用于漏極開路應用(如I2C)的自動感測雙向邏輯電平轉換器有如安森美半導體的NLSX4373MUTAG、 NLSX4348FCT1G和NSLX4378BFCT1G等。這類轉換器的常見應用包括I2C總線、用戶識別模塊(SIM)卡、單線(1-Wire)總線、顯示模塊、安全數字輸入輸出(SDIO)卡等。

　　上述幾種雙電源邏輯電平轉換器中，不帶方向控制引腳的自動感測轉換器和帶方向控制引腳的轉換器各有其優劣勢。自動感測轉換器的優勢主要體現在將微控制器的 I/O線路減至最少，是用于異步通信的簡單方案，劣勢則是成本高于及帶寬低于帶方向控制引腳的轉換器。帶方向控制引腳的轉換器優勢是作為大宗商品元件，成本低，是用于存儲器映射I/O的簡單方案，劣勢則是微控制器引腳數量多。

　　而在不帶方向控制引腳的自動感測轉換器中，也有集成方案(如NLSX3373)與分立方案(如NTZD3154N)之區別。集成方案NLSX3373為單顆IC，估計占用的印制電路板(PCB)空間僅為2.6 mm2；分立方案NTZD3154N采用雙MOSFET及4顆01005封裝(即0402)的電阻，估計占用的PCB總空間為3.3 mm2。集成方案提供低功率待機模式，而分立方案則不提供高阻抗/待機模式。這兩種不同方案的低壓工作特性、帶寬及電路特性也各不相同。

　　安森美半導體雙電源電平轉換器規范及要求

　　安森美半導體的雙電源邏輯電平轉換器與競爭器件相比，體現出多方面的優勢。這些優勢包括：更寬的電壓轉換范圍、更低的靜態功率消耗和/或支持更高的數據率。如安森美半導體帶推挽輸出的自動感測雙向轉換器NLSX3013的雙電源轉換范圍分別1.3 V至4.5 V和0.9 V至VCC – 0.4 V，性能接近的競爭器件則分別為1.65 V至3.6 V和1.2 V至VCC – 0.4 V；兩者支持的數據率分別為140 Mbps和100 Mbps。

　　安森美半導體帶推挽輸出的自動感測雙向轉換器，如NLSX4014，有其輸入驅動電流要求。假定I/O電源電壓VL(A點)=0 V，并要正轉換至2.8 V(即由低電平轉換為高電平)，最初A點=B點=0 V，IIN1流入CMOS器件，因此，IIN ? IIN2，峰值電流IIN ? 2.8 V/1 kΩ = 2.8 mA。這種轉換器設計用于驅動CMOS輸入，不應使用阻值低于50 kΩ的阻性上拉或下拉負載 (見圖3)。此外，在大電容負載中，不應當使用推挽型自動感測雙向轉換器，否則輸出失真會較大，而應當使用開關(switch)類型的電平轉換器。

圖3：自動感測推挽轉換器輸入驅動電流要求

　　此外，安森美半導體的這些雙電源電平轉換器采用小巧強固的封裝，如ULLGA6、UDFN6、UDFN8、UQFN12、UDFN20、uBump11、 uBump12和uBump20等，其中UDFN6封裝的尺寸僅為1.2 mm×1.0 mm，uBump12封裝尺寸僅為1.54 mm×2.02 mm。這些小巧強固的封裝非常適合用于智能手機等便攜應用。

　　安森美半導體完備的邏輯電平轉換器陣容

　　安森美半導體身為全球領先的高性能、高能效硅方案供應商，推出完備陣容的極佳邏輯電平轉換方案，如雙電源轉換器、帶OVT的MiniGateTM系列開關、MiniGateTM總線開關等。

　　其中，雙電源電壓邏輯電平轉換器支持寬范圍的高至低和低至高電平轉換，并支持單向及雙向信號流，功耗低，采用超小型封裝。帶OVT的 MiniGateTM用于滿足寬范圍的高至低電平轉換及單向信號流應用需求，是標準元件，采用標準及超小封裝，成本低。另外，安森美半導體的 MiniGateTM總線開關即將推出，用于滿足高速(帶寬高于500 MHz)及高至低電平轉換應用需求，支持雙向信號流及單向轉換，采用標準封裝及超小封裝，成本低。這些器件用于滿足客戶的不同需求。圖4顯示了安森美半導體不同邏輯電平轉換方案在手機中的應用。

圖4：安森美半導體邏輯電平轉換方案在手機中的應用示意圖。

　　總結：

　　安森美半導體身為全球領先的高性能、高能效硅方案供應商，為智能手機等便攜應用推出完備系列的邏輯電平轉換器，包括各種雙電源電壓邏輯電平轉換器、帶過壓容限的MiniGateTM系列開關及高速應用的MiniGateTM總線開關等。以雙電源電壓邏輯電平轉換為例，安森美半導體的這些器件提供比競爭器件更優異的規范，如更寬的轉換電壓范圍、更低的靜態功耗及支持更高的數據率等。安森美半導體的這些邏輯轉換器件除了提供一流的性能，還提供不同配置及位寬，并采用小巧強固的封裝，非常適合便攜應用的各種邏輯電平轉換需求。