D類放大器開關拓撲的一個可能存在的缺點，就是其容易發出電磁輻射，可能會干擾周邊其它電子設備。可以通過外部無源濾波方法將這種干擾緩減到某種程度，但這會增加最終產品的成本、占位面積以及復雜性。本文將探討某些用于減輕EMI問題的內部電路設計方法。

第一 邊緣速率控制

為了放大音頻信號，D類放大器的輸出（或各種輸出，以不同的配置） 在兩個電源軌（通常為正極和接地）之間交替切換，其頻率是所需放大的最高音頻頻率的10倍或更高（可能為300kHz或更高）。

開關信號是經過調制的，從而通過簡單的、有時是揚聲器本身包含的低通濾波器來恢復音頻信號。此開關轉換一般速度非常快——也許是2ns或更短——因而包含顯著的高頻能量。這會導致互連導線纜產生EMI輻射，尤其是在信號路徑中無低通濾波器，且放大器和揚聲器之間的導線長度非常明顯的情形下（也許超過1cm）。

用于緩減EMI輻射的一個方法是減低放大器輸出的轉換速率（slew rate）。圖1所示為時域中的一個例子，其上方跡線有2ns的上升和下降時間，而下方跡線有20ns的上升和下降時間。

轉換速率的減小（這里的因數為10） 對于D類放大器產生的輻射能量有著顯著的影響。圖2顯示了兩種波形的頻譜，此時D類輸出正處于靜默（無音頻，占空比=50%），開關頻率為333kHz。可以看到貫穿于30MHz~1GHz之間的大部分頻譜，其高頻（HF）內容減少約20dB。在包含有FM廣播接收電子設備（88MHz ~ 108MHz）手機或無線互聯網電路（700MHz ~ 2.7GHz）的系統中，這可大幅減少EMI，從而降低了可能影響系統性能的風險。

圖2清楚地顯示了邊緣速率控制（edge rate control，ERC）技術減少EMI的優勢，不過代價是增加了損耗。

首先是D類放大器提供的效率優勢，主要來自于輸出器件始終完全開啟或完全關閉，因此輸出器件中的瞬時耗散功率P= VI，在所有時間里基本上保持為零 （不同于AB類放大器，其功率器件的VI乘積從不為零）。

在每次開關轉換時引入（或增加）時間跨度，其間V ≠ 0，同時負載電流I ≠ 0，導致片上功耗適度增加，因而帶來效率的降低。其次，一個非ERC輸出級在本質上僅是一個大型逆變器（可能包括直通或短路沖擊電流的緩減），而一個ERC輸出級包含附加電路，能夠調節上拉和下拉器件的觸發電壓，以便在輸出端上產生期望的、受控制的轉換速率。取決于所使用的方法，這增加了芯片面積（成本）和電流消耗（降低效率）。

總的來說，由于增添ERC而產生的效率代價可能為1% ~ 2%。

第二 擴頻時鐘

上述討論的邊緣速率控制（ERC）是一個有效的方法，可減弱在30MHz以上頻率范圍產生的EMI （也受限于FCC法規的限制），而D類放大器開關輸出的基本載波頻率和其落在30MHz以下范圍的相關奇次諧波（方波），則不太好采用這項技術來處理。圖3所示為此頻帶出現的由傳統的、未修改的D類放大器輸出產生的能量。

為了減小D類輸出頻譜中的基音和泛音尖峰高度，可以在放大器的時鐘電路中加入少量頻率調制——也許調制指數在±5%左右，不會影響所放大音頻信號的質量。針對調制信號源的特性有許多選擇，一個常規作法是使用帶有重復頻率（全模式重復頻率）的偽隨機模式，其超出最高預期音頻信號頻率（通常為20kHz）一個適當的余量，這可防止產生可能落入音頻頻帶的音調。

圖4顯示了和圖3所示相同的D類輸出，但其帶有±5%調制，在40kHz模式重復頻率下由偽隨機序列來實現。

圖5顯示了圖3和圖4顏色疊加后的圖片，更清楚地顯示了由擴頻時脈帶來的差異。能夠看見在整個頻譜范圍內，基準時鐘頻率的奇次諧波被抑制了將近10dB。

第三 單邊調制

可以采用一種附加方法來減少EMI，通過修改調制方案，當音頻基帶信號振幅變得足夠大時，允許單邊差分或橋式D類輸出對停止切換（圖6）。這本質上允許反向輸出，一直持續到開關，以便進行全面調制，將輸出信號保持在剩余間隔直至其最高峰值。

此方案，在很大比例時間內（取決于音頻源材料），僅有一個輸出在開關，因而EMI（在那個時間內）減少了一半。這增加了優勢，減少了由于功率器件門和其它寄生電容充放電帶來的固定開關損耗。它還縮短了輸出在ERC轉換方面的時間，如上所述，該轉換有少量的效率代價。此技術的缺點是放大器的整體前向增益會有些許降低，同樣地，總體諧波失真（total harmonic distortion，THD）和噪聲也有少量增加。帶有和未帶有單邊調制的D類輸出頻譜如圖7。

第四 結論

D類放大器通常用于便攜設備，因其功率效率超過傳統AB類放大器。D類技術的主要缺點是其固有的EMI，會對周邊電子設備產生不利影響。現在已經出現了一些有效的IC設計技術，能夠極大地緩解EMI問題，而無需負擔額外的外部元件。
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