【導讀】本系列文章的第 1 部分至第 4 部分詳細介紹了開關電源穩壓器引起的傳導發射和輻射發射，包括噪聲產生機制、測量要求、頻率范圍、適用的測試限值、傳播模式和寄生效應。在第 5 部分中，我將基于這一理論基礎介紹抑制電磁干擾 （EMI） 的實用電路技術。

一般來說，電路原理圖和印刷電路板 （PCB） 對于實現出色的 EMI 性能至關重要。第 3 部分重點強調通過謹慎的元器件選型和 PCB 布局盡量減小“功率回路”寄生電感的重要性。電源轉換器集成電路 （IC） 的封裝技術及其提供的 EMI 特定功能對此產生了巨大的影響。如第 2 部分所述，必須使用差模 （DM） 濾波方可將輸入紋波電流的幅值充分降低至滿足 EMI 合規性要求的水平。與此同時，如果需要抑制約 10MHz 以上的發射，通常使用共模 （CM） 濾波。在高頻條件下，使用屏蔽也可以獲得優異的結果。 本文主要介紹這些方面的內容，專門聚焦于帶有集成功率 MOSFET 和控制器的轉換器解決方案，提供抑制 EMI 的實例和應用指導。一般來說，轉換器應在合理范圍內超出傳導 EMI 一定的裕度，為達到輻射限值預留空間。幸運的是，多數減少傳導發射的步驟對于抑制輻射 EMI 同樣有效。

了解 EMI 的相關挑戰 DC/DC 轉換器中的 EMI 主要由其快速開關的電壓和電流特性所致。與轉換器的不連續輸入或輸出電流相關的 EMI 相對容易處理，但更大的問題是開關電壓 dv/dt 和電流 di/dt 中的諧波成分，以及與開關波形相關的振鈴。 圖 1 所示為存在噪聲的同步降壓轉換器的開關 （SW） 電壓波形。振鈴頻率范圍為 50MHz 至 200MHz，具體取決于寄生效應。此類高頻成分可以通過近場耦合傳播到輸入電源線、周邊元器件或輸出總線（如 USB 電纜）。體二極管反向恢復存在類似的問題，隨著恢復電流流入寄生回路電感，振鈴電壓升高。

圖 1：同步降壓轉換器在 MOSFET 導通和關斷開關轉換期間的開關節點電壓波形和等效電路 圖 2 的原理圖標識了降壓轉換器電路的兩條重要回路。最大限度縮減電源回路的面積至關重要，原因是該參數與寄生電感和相關 H 場傳播成正比。主要設計目標是通過減小寄生電感最大程度提升寄生 LC 諧振電路的諧振頻率。此舉可以降低存儲的無功能量總值，減少開關電壓峰值過沖。

圖 2：簡化的同步降壓轉換器原理圖（針對 EMI 標出了關鍵回路和走線） 在圖 2 所示的自舉電容回路中，高側 MOSFET 的導通速度由一個標記為 RBOOT 的可選串聯自舉電阻進行控制。自舉電阻會改變驅動電流瞬變率，降低 MOSFET 導通期間的開關電壓和電流轉換率。另一種方法是在 SW 和 GND 之間添加一個緩沖電路。同理，該緩沖電路應根據每次開關轉換時的瞬態電流尖峰，占用最小的回路面積。當然，緩沖電路和柵極電阻會增加開關功率損耗，需要在效率和 EMI 之間進行權衡。如果效率和散熱性能同樣非常重要，則需要使用其他技術解決 EMI 相關的挑戰。 轉換器的 PCB 布局 表 1 至表 5 總結了通過優化 PCB 布局及元器件排布削弱 DC/DC 轉換器 EMI 信號的基本準則。我將在本文的后續部分提供一項 PCB 布局案例研究，探討如何優化降壓轉換器的 EMI 特性。 表 1：布線及元器件排布。

表 2：GND 平面設計。

表 3：輸入和輸出電容。

表 4.電感和開關節點布局。

表 5.EMI 管理。

EMI 輸入濾波器 圖 3 所示為典型的多級 EMI 輸入濾波器。低頻和高頻部分可提供 DM 噪聲衰減，也可選擇 p 級，通過 CM 扼流器提供 CM 衰減。標記為 CBULK 的電解電容具有固有的串聯電阻 （ESR），可用于設置所需阻尼，降低轉換器輸入的有效品質因子，保持輸入濾波器的穩定性。 DM 電感的自諧振頻率 （SRF） 限制濾波器第一級可實現的高頻 DM 衰減。濾波器第二級通常至關重要，其使用鐵氧體磁珠在高頻條件下提供附加的 DM 衰減，此時額定阻抗通常為 100MHz。標記為 CF1 和 CF2 的陶瓷電容可將噪聲分流到接地端。

圖 3：具有 DM 和 CM 級的三級 EMI 輸入濾波器 DM 濾波器的電感一般設置為削弱基波和低頻諧波的值。應使用盡可能小的電感來滿足低頻濾波要求，因為匝數較多的大電感具有較高的等效并聯電容 （EPC），導致其 SRF 較高，影響其在高頻下的性能。 標記為 LCM 的 CM 扼流器針對 CM 電流提供較高的阻抗，其泄漏電感也可提供 DM 衰減。然而，在部分要求接地連接必須保持完好的應用中，該元器件不適用，這些應用需要更安靜的轉換器設計，CM 扼流器不再是首選。 為了演示 CM 扼流器的效果，圖 4 展示了德州儀器 （TI） LM53603，這是一款采用雙層 PCB 的 36V、3A DC/DC 轉換器解決方案 ［7］。該器件的功率級位于頂層，EMI 輸入濾波器則放置于底部。如圖 4 中的布局所示，濾波器附近的接地平面覆銅區可借助過孔縫合提供屏蔽效果。此外，在濾波器級以下的所有層中插入敷銅層切口，可避免 VIN 和 GND 走線之間產生寄生電容，從而為噪聲電流提供繞過 CM 扼流器的路徑并讓步于濾波器的阻抗特性。

圖 4：DC/DC 轉換器原理圖和 PCB 布局實施方案 圖 5 所示為國際無線電干擾特別委員會 （CISPR） 25 針對圖 4 的轉換器設計在 150kHz 至 108MHz 之間進行的傳導發射測量。我們提供了使用與不使用 CM 扼流器兩種情況下的測量結果。使用 Rohde & Schwarz 的頻譜分析儀，所得檢測器掃描結果的峰值和平均值分別以黃色和藍色表示。紅色限值圖象為 5 類峰值和平均值限值（峰值限值通常比平均值限值高出 20dB）。

圖 5：CISPR 25 在使用 CM 扼流器 （a） 與不使用 CM 扼流器 （b） 情況下進行的傳導 EMI 測量 金屬外殼屏蔽 另一種優化高頻 EMI 性能的有效方式是添加金屬外殼屏蔽層，從而阻擋輻射電場。外殼通常由鋁制成，采用框架（敞開式）或封閉式設計實施方案。屏蔽外殼可覆蓋除 EMI 濾波器之外的所有功率級元器件，外殼與 PCB 上的 GND 相連，基本形成了一個帶有 PCB 接地平面的法拉第籠。 這使得從開關單元到 EMI 濾波器或長輸入線連接（也用作天線）的輻射噪聲耦合顯著減少。當然，這會產生額外的元器件和裝配成本，導致散熱管理和散熱測試的難度增加。鋁電解電容的外殼也可以提供電場屏蔽，為實現此目的，可在電路板上針對性地放置該電容。 DC/DC 轉換器案例研究 圖 6 為 60V、1.5A 單片式集成同步降壓轉換器電路的原理圖，該電路通過多項功能實現最佳 EMI 性能。該原理圖還顯示了一個兩級 EMI 輸入濾波器級，旨在滿足汽車或噪聲敏感型工業應用的 EMI 規范。為了幫助實現最佳的 PCB 布局，原理圖中將高電流走線（VIN、PGND、SW 連接）、噪聲敏感型網絡 （FB） 和高 dv/dt 電路節點（SW、BOOT）突出顯示。

圖 6：采用 EMI 優化型封裝和引腳布局的 DC/DC 轉換器。內置一個兩級 EMI 輸入濾波器 a. 引腳布局設計 圖 6 所示的轉換器 IC 優勢在于，其 VIN 和 PGND 采用對稱且均衡的引腳排布。該轉換器利用兩個并聯的輸入回路使寄生回路電感成功減半。上述回路在 PCB 布局中標記為“IN1”和“IN2”，如圖 7 所示。兩個外殼尺寸為 0402 或 0603 的小型電容（在圖 6 中分別標記為 CIN1 和 CIN3）放置在盡可能靠近 IC 的位置，最大限度減小輸入回路面積。兩個回路中的環流產生相反的磁矩，消除 H 場并降低有效電感。為了進一步降低寄生電感，PCB 第 2 層（緊靠頂層電源電路的下方）的 IN1 和 IN2 回路下方設有返回電流的連續接地平面，可使場效應自行消除。 在電感兩側各使用一個陶瓷輸出電容（COUT1 和 COUT2）同樣能夠優化輸出電流回路。在輸出端引出兩個并聯的接地返回路徑可以將返回電流分成兩部分，有助于減弱“地彈反射”效應。

圖 7：僅部署在 PCB 頂層的功率級布局 SW 引腳位于 IC 中心，因此輻射電場會由 IC 兩側相鄰的 VIN 和 PGND 引腳屏蔽。GND 平面覆銅區可對將 IC 的 SW 引腳連接到電感端子的多邊形覆層施加屏蔽。SW 和 BOOT 的單層布局意味著 PCB 的底側不會有 dv/dt 較高的過孔。這樣可以避免在 EMI 測試期間，電場與基準接地平面耦合。 b. 封裝設計 與優化的引腳排布類似，電源轉換器 IC 封裝設計也是改善 EMI 信號的關鍵屬性。例如，德州儀器 （TI） 的 HotRod? 封裝技術采用引線框上倒裝芯片 （FCOL） 的方式，規避了功率器件線焊導致封裝寄生電感過高的情況。如圖 8 所示，IC 以上下翻轉的形式放置，IC 上的銅柱（也稱為凸點或支柱）直接焊接到引線框架。這種構造方法能夠提升密度并較薄的外型，因為每個引腳都與引線框架直接相連。從 EMI 角度來看，最重要的一點是，與傳統線焊封裝相比，HotRod 封裝降低了封裝的寄生電感。

圖 8：QFN 線焊封裝 （a） 和 HotRod FCOL （b） 封裝的結構對比 HotRod 封裝不僅可以在開關換向（50MHz 至 200MHz 頻率范圍）期間減少振鈴，還可以降低導通和開關損耗。圖 9 所示為開關節點電壓振鈴隨之得到改善的情況。圖 8 所示為圖 6 中的轉換器在 150kHz 至 108MHz 下測得的傳導發射。測量結果符合 CISPR 25 5 類要求。

圖 9：使用傳統線焊封裝的轉換器 （a） 和 HotRod FCOL 轉換器 （b） 時的開關節點電壓波形

圖 10：CISPR 25 傳導發射測量結果，（a） 頻率范圍為 150kHz 至 30MHz，（b） 頻率范圍為 30MHz 至 108MHz 總結 在本文中，我討論了使用電源轉換器 IC 的 DC/DC 穩壓器電路可以采用的 EMI 抑制技術。減弱 EMI 的 PCB 布局步驟包括盡量減小布局中的電流“熱回路”面積、避免阻斷電流路徑、采用具有內部接地平面的四層 PCB 結構實現屏蔽（屏蔽效果遠超雙層 PCB），以及通過盡量減小開關節點覆銅區域面積來降低電場輻射耦合。 轉換器封裝類型是一項重要的選擇標準，新一代器件的開關節點振鈴和引腳設計得到顯著提升，有助于實現最優的電容放置方案。從輸入濾波的角度而言，抑制低頻噪聲（通常小于 10MHz）相對容易，使用傳統的 LC 濾波器級即可實現。然而，抑制高頻噪聲（10MHz 以上）通常需要額外使用 CM 扼流器和/或鐵氧體磁珠濾波器級。焊接到 PCB 接地平面的金屬外殼屏蔽層也能有效減輕高頻發射。 在本系列文章的下一部分中，我將探討使用控制器驅動分立式功率 MOSFET 的 DC/DC 穩壓器電路適用的 EMI 抑制技術。根據 EMI 進行分析，這些技術更具挑戰性。

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EMC寄語：隨著時代的發展，越來越多的電子、電氣設備或系統產品都需要進行檢驗檢測，其中EMC測試是必備的檢驗檢測指標之一。但EMC測試項目費用較貴，EMC實驗室造價昂貴，絕大部分測量設備又需要采用進口設備，導致很少檢驗檢測機構有能力建造EMC實驗室。產品的EMC性能是設計階段賦予的，一般電子產品設計時如果不考慮EMC因素，就會很容易導致EMC測試失敗，以致不能通過相關EMC法規的測試或認證。例如，產品設計研發工程師們根據需求，設計出效果良好的濾波電路，置入產品I/O（輸入/輸出）接口的前級，可使因傳導而進入系統的干擾噪聲消除在電路系統的入口處；設計出隔離電路（如變壓器隔離和光電隔離等）解決通過電源線、信號線和地線進入電路的傳導干擾，同時阻止因公共阻抗、長線傳輸而引起的干擾；設計出能量吸收回路，從而減少電路、器件吸收的噪聲能量；通過選擇元器件和合理安排的電路系統，使干擾的影響減少。

EMC技能：整改小技巧

1、150kHz-1MHz，以差模為主，1MHz-5MHz，差模和共模共同起作用，5MHz 以后基本上是共模。差模干擾的分容性藕合和感性藕合。一般1MHz以上的干擾是共模，低頻段是差摸干擾。用一個電阻串個電容后再并到Y電容的引腳上，用示波器測電阻兩引腳的電壓可以估測共模干擾。2、保險過后加差模電感或電阻。3、小功率電源可采用PI型濾波器處理（建議靠近變壓器的電解電容可選用較大些）。4、前端的π型EMI零件中差模電感只負責低頻EMI，體積別選太大（DR8太大，能用電阻型式或DR6更好）否則幅射不好過，必要時可串磁珠，因為高頻會直接飛到前端不會跟著線走。5、傳導冷機時在0.15MHz-1MHz超標，熱機時就有7dB余量。主要原因是初級BULk電容DF值過大造成的，冷機時ESR比較大，熱機時ESR比較小，開關電流在ESR上形成開關電壓，它會壓在一個電流LN線間流動，這就是差模干擾。解決辦法是用ESR低的電解電容或者在兩個電解電容之間加一個差模電感。6、測試150kHz總超標的解決方案：加大X電容看一下能不能下來，如果下來了說明是差模干擾。如果沒有太大作用那么是共模干擾，或者把電源線在一個大磁環上繞幾圈， 下來了說明是共模干擾。如果干擾曲線后面很好，就減小Y電容，看一下布板是否有問題，或者就在前面加磁環。7、可以加大PFC輸入部分的單繞組電感的電感量。8、PWM線路中的元件將主頻調到60kHz左右。9、用一塊銅皮緊貼在變壓器磁芯上。10、共模電感的兩邊感量不對稱，有一邊匝數少一匝也可引起傳導150kHz-3MHz超標。11、一般傳導的產生有兩個主要的點：200kHz和20MHz左右，這幾個點也體現了電路的性能;200kHz左右主要是漏感產生的尖刺;20MHz左右主要是電路開關的噪聲。處理不好變壓器會增加大量的輻射，加屏蔽都沒用，輻射過不了。

12、將輸入BUCk電容改為低內阻的電容。13、對于無Y-CAP電源，繞制變壓器時先繞初級，再繞輔助繞組并將輔助繞組密繞靠一邊，后繞次級。14、將共模電感上并聯一個幾k到幾十k電阻。15、將共模電感用銅箔屏蔽后接到大電容的地。16、在PCB設計時應將共模電感和變壓器隔開一點以免互相干擾。17、保險套磁珠。18、三線輸入的將兩根進線接地的Y電容容量從2.2nF減小到471。19、對于有兩級濾波的可將后級0.22uFX電容去掉（有時前后X電容會引起震蕩） 。20、對于π型濾波電路有一個BUCk電容躺倒放在PCB上且靠近變壓器此電容對傳導150kHz-2MHz的L通道有干擾，改良方法是將此電容用銅泊包起來屏蔽接到地，或者用一塊小的PCB將此電容與變壓器和PCB隔開。或者將此電容立起來， 也可以用一個小電容代替。21、對于π型濾波電路有一個BUCk電容躺倒放在PCB上且靠近變壓器此電容對傳導150kHz-2MHz的L通道有干擾，改良方法是將此電容用一個1uF/400V或者說0.1uF/400V電容代替， 將另外一個電容加大。22、將共模電感前加一個小的幾百uH差模電感。23、將開關管和散熱器用一段銅箔包繞起來，并且銅箔兩端短接在一起，再用一根銅線連接到地。24、將共模電感用一塊銅皮包起來再連接到地。25、將開關管用金屬套起來連接到地。26、加大X2電容只能解決150kHz左右的頻段，不能解決20MHz以上的頻段，只有在電源輸入加以一級鎳鋅鐵氧體黑色磁環，電感量約50uH-1mH。27、在輸入端加大X電容。28、加大輸入端共模電感。29、將輔助繞組供電二極管反接到地。30、將輔助繞組供電濾波電容改用瘦長型電解電容或者加大容量。31、加大輸入端濾波電容。32、150kHz-300kHz和20MHz-30MHz這兩處傳導都不過，可在共模電路前加一個差模電路。也可以看看接地是否有問題，該接地的地方一定要加強接牢，主板上的地線一定要理順，不同的地線之間走線一定要順暢不要互相交錯的。33、在整流橋上并電容，當考慮共模成分時，應該鄰角并電容，當考慮差模成分時，應該對角并電容。34、加大輸入端差模電感。

2、產品電磁兼容騷擾源有：

1、設備開關電源的開關回路：騷擾源主頻幾十kHz到百余kHz，高次諧波可延伸到數十MHz。 2、設備直流電源的整流回路：工頻線性電源工頻整流噪聲頻率上限可延伸到數百kHz；開關電源高頻整流噪聲頻率上限可延伸到數十MHz。 3、電動設備直流電機的電刷噪聲：噪聲頻率上限可延伸到數百MHz。 4、電動設備交流電機的運行噪聲：高次諧波可延伸到數十MHz。 5、變頻調速電路的騷擾發射：開關調速回路騷擾源頻率從幾十kHz到幾十MHz。 6、設備運行狀態切換的開關噪聲：由機械或電子開關動作產生的噪聲頻率上限可延伸到數百MHz。7、智能控制設備的晶振及數字電路電磁騷擾：騷擾源主頻幾十kHz到幾十MHz，高次諧波可延伸到數百MHz。8、微波設備的微波泄漏：騷擾源主頻數GHz。 9、電磁感應加熱設備的電磁騷擾發射：騷擾源主頻幾十kHz，高次諧波可延伸到數十MHz。 10電視電聲接收設備的高頻調諧回路的本振及其諧波：騷擾源主頻數十MHz到數百MHz，高次諧波可延伸到數GHz。11、信息技術設備及各類自動控制設備的數字處理電路：騷擾源主頻數十MHz到數百MHz（經內部倍頻主頻可達數GHz），高次諧波可延伸到十幾GHz。

編輯：黃飛