數字降轉換的特性

　　在了解相位同調 RF 擷取系統的精確校準方式之前，必須先了解應如何于基頻觀察 RF 的訊號特性。此處以相同中心頻率，且以回送 （Loopback） 模式設定的 VSG 與VSA 為例。如圖 5 所示，具備精確分析器中心頻率的降轉換 RF 訊號，將依基頻呈現為 DC 訊號。此外，由于基頻訊號屬于復雜波形，因此亦可將訊號的相位 （Θ） 分析而為時間函式。在圖 5 中可發現，只要 RF 向量訊號產生器與分析器互為同相 （In-phase），則「Phase vs. time」波形將呈現穩定的相位偏移 （Phase offset）。

　　圖 5. 了解基頻訊號頻率偏移所造成的影響

　　相對來說，只要 RF 音調 （Tone） 與分析器的中心頻率產生小幅誤差，隨即可造成極大的差異。當降轉換為基頻時，偏音 （Offset tone） 所產生的基頻 I （亦為 Q） 訊號即屬于正弦波。此外，基頻正弦波的頻率即等于「輸入音調與分析器中心頻率之間的頻率差異」。因此如圖 6 所示，「Phase versus time」圖將呈現線性關系。

　　圖 6. 未校準系統中的 10 MHz 音調「Phase vs. Time」關系圖

　　從圖 6 可發現，相位于每個微秒 （Microsecond） 可提升將近 360 – 亦即所產生的音調與分析器的中心頻率，可確實為 1 MHz 偏移。圖 6 中亦可發現，2 組同步取樣示波器之間保持著極小卻穩定的相位差 （Phase difference）。此離散相位差是起因于 LO 供電至各組降轉換器之間的連接線長度差異。如接下來所將看到的，只要針對其中 1 個 RF 通道調整 DDC 的開始相位 （Start phase），即可輕松進行校準。

　　如圖 7 所示，要量測 2 組分析器之間相位偏移的精確方式之一，即是以 2 組分析器的中心頻率產生單一音調。

　　圖 7. 雙通道 RF 分析器相位的校準測試設定

　　透過分配器 （Splitter） 與對應的連接線長度，即可量測各組分析器的「Phase versus time」。假設訊號產生器與分析器均集中為相同的 RF 頻率，則可發現各組分析器的「Phase versus time」圖甚為一致。圖 8 即呈現此狀態。

　　圖 8. 各組同步取樣的 ADC 均將具有相同的相位偏移

　　從圖 8 可明顯發現，共享相同 LO 與 IF 取樣頻率的 2 組分析器，將維持穩定的相位偏移。事實上，各組分析器之間的相位差 （圖 8 中的 ?Θ = 71.2°） 均可進行量測并補償之。若要補償各組分析器之間的相位差，則僅需于 DDC 中調整 NCO 的開始相位。若 NCO 所使用的 IF 中心頻率，即用于產生最后基頻 I 與 Q 訊號，則此 NCO 本質即為數字正弦波。在圖 8 中可發現，以菊鏈 （Daisy-chained） 方式連接的 RF 分析器，可透過特定中心頻率產生 71.2° 的載波相位差。在整合了第二組 LO 的連接線長度，與其所使用的中心頻率之后，即可決定確切的相位偏移。若將 71.2° 相位延遲 （Phase delay） 套用至主要 DDC 的 NCO 上，則可輕松調整 2 個信道的基頻訊號相位;如圖 9 所示。

　　圖 9. 校準過后的相位同調 RF 擷取通道「Phase vs. Time」

　　一旦校準各組分析器的 NCO 完畢，則 RF 分析器系統即可進行 2 個通道以上的相位同調 RF 擷取作業。事實上，多通道應用可同步化最多 4 組 PXIe-5663 - RF 向量訊號分析器。

　　結論

　　當 MIMO 與波束賦形技術正蓬勃發展時，亦對測試工程師帶來新的挑戰;而模塊化的 RF 儀控功能更可提供高成本效益且精確的量測解決方案。而進一步來說，如 PXIe-5663 VSA 與 PXIe-5673 的 PXI 儀器，則可設定為最多 4x4 MIMO 與相位同調 RF 量測的應用。