檢測到IGBT過流后，進一步的挑戰便是關閉處于不正常高電流 電平狀態的IGBT。正常工作條件下，柵極驅動器設計為能夠盡 可能快速地關閉IGBT，以便最大程度降低開關損耗。這是通過 較低的驅動器阻抗和柵極驅動電阻來實現的。如果針對過流條 件施加同樣的柵極關斷速率，則集電極-發射極的di/dt將會大很 多，因為在較短的時間內電流變化較大。由于線焊和PCB走線 雜散電感導致的集電極-發射極電路寄生電感可能會使較大的過 壓電平瞬間到達IGBT（因為VLSTRAY = LSTRAY &TImes; di/dt）。因此，在去飽 和事件發生期間，關斷IGBT時，提供阻抗較高的關斷路徑很重 要，這樣可以降低di/dt以及一切具有潛在破壞性的過壓電平。

　　除了系統故障導致的短路，瞬時逆變器直通同樣會發生在正常 工作條件下。此時，IGBT導通要求IGBT驅動至飽和區域，在該區域中導通損耗最低。這通常意味著導通狀態時的柵極-發射極電 壓大于12 V。IGBT關斷要求IGBT驅動至工作截止區域，以便在高 端IGBT導通時成功阻隔兩端的反向高電壓。原則上講，可以通 過使IGBT柵極-發射極電壓下降至0 V實現該目標。但是，必須考 慮逆變器臂上低端晶體管導通時的副作用。導通時開關節點電 壓的快速變化導致容性感應電流流過低端IGBT寄生密勒柵極-集 電極電容（圖3中的CGC）。該電流流過低端柵極驅動器（圖3中的 ZDRIVER）關斷阻抗，在低端IGBT柵極發射極端創造出一個瞬變電壓 增加，如圖所示。如果該電壓上升至IGBT閾值電壓VTH以上，則 會導致低端IGBT的短暫導通，從而形成瞬態逆變器臂直通—— 因為兩個IGBT都短暫導通。這一般不會破壞IGBT，但卻能增加功 耗，影響可靠性。

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　　圖3. 密勒感應逆變器直通

　　一般而言，有兩種方法可以解決逆變器IGBT的感應導通問 題——使用雙極性電源和/或額外的米勒箝位。在柵極驅動器 隔離端接受雙極性電源的能力為感應電壓瞬變提供了額外的裕 量。例如，–7.5 V負電源軌表示需要大于8.5 V的感應電壓瞬變才 能感應雜散導通。 這足以防止雜散導通。另一種方法是在完成 關斷轉換后的一段時間內降低柵極驅動器電路的關斷阻抗。這 稱為米勒箝位電路。容性電流現在流經較低阻抗的電路，隨后 降低電壓瞬變的幅度。針對導通與關斷采用非對稱柵極電阻， 便可為開關速率控制提供額外的靈活性。所有這些柵極驅動器 功能都對整個系統的可靠性與效率有正面影響。

實驗示例

　　實驗設置采用三相逆變器，該逆變器由交流市電通過半波整流器供電。雖然系統最高可采用800 V的直流總線電壓，但本例中 的直流總線電壓為320 V。正常工作時，0.5 HP感應電機由開環 V/Hz控制驅動。IGBT采用InternaTIonal RecTIfier提供的1200 V、30 A IRG7PH46UDPBF。控制器采用ADI的ADSP-CM408F Cortex?-M4F混合 信號處理器。使用隔離式Σ-Δ AD7403調制器進行相位電流測量， 使用ADuM4135實現隔離式柵極驅動（它是一款磁性隔離式柵極驅 動器產品，集成去飽和檢測、米勒箝位和其它IGBT保護功能）。 在電機相位之間，或在電機相位和負直流總線之間手動開關短 路，進行短路測試。 本例中未測試短路至地。

　　控制器和電源板如圖5所示。它們均為ADI公司的ADSP-CM408F EZ-kit?6 和EV-MCS-ISOINVEP-Z隔離式逆變器平臺。

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　　圖4. 實驗設置

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　　圖5. ADI隔離式逆變器平臺搭配全功能IGBT柵極驅動器

　　實驗硬件中，通過多種方法實現IGBT過流和短路保護。它們分 別是： 直流總線電流檢測（逆變器直通故障） ；電機相位電流檢測（電機繞組故障） ； 柵極驅動器去飽和檢測（所有故障）。

　　對于直流總線電流檢測電路，必須加一個小型濾波器，避免誤 觸發，因為直流總線電流由于潛在的高噪聲電流而斷續。采用 具有3 μs時間常數的RC濾波器。檢測到過流后，其余有關IGBT關 斷的延遲是通過運算放大器、比較器、信號隔離器、ADSP-CM408F 中的跳變響應時間，以及柵極驅動器傳播延遲。這會額外增 加0.4 μs，使得故障至關斷的總時間延遲為3.4 μs——遠低于很 多IGBT的短路時間常數。類似的時序同樣適用于采用AD7403以 及ADSP-CM408F處理器上集成式過載檢測sinc濾波器的電機相位 電流檢測。采用時間常數為3 μs左右的sinc濾波器可良好運作。8 在這種情況下，其余系統延遲的原因僅會是跳變信號內部路由 至PWM單元以及存在柵極驅動器傳播延遲，因為過載sinc濾波器 是處理器的內部元件。連同電流檢測電路或快速數字濾波器的 反應時間，無論使用何種方法，兩種情況下的ADuM4135超短傳播延遲對實現有效的快速過流保護非常重要。圖6顯示了硬件跳 變信號、PWM輸出信號和其中一個逆變器臂的上方IGBT實際柵 極-發射極波形之間的延遲。圖中可以看到，IGBT開始關斷后的 總延遲約為100 ns。

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　　圖6. 過流關斷時序延遲（通道1：柵極-發射極電壓10 V/div；通道2：來自 控制器的PWM信號5 V/div；通道3：低電平有效跳變信號5 V/div；100 ns/div）

　　柵極驅動器去飽和檢測比上文描述的過流檢測方法執行速度快 得多，且對于限制短路電流所允許上升的上限很重要，從而提 升了系統的整體穩定性，并超過了可以實現的水準，哪怕系統 帶有快速過流保護功能。這顯示在圖7中。當發生故障時，電 流快速上升——事實上，電流遠高于圖中所示，因為圖中以帶 寬限制20 A電流探針進行測量，僅供參考。去飽和電壓達到9 V 跳變電平，柵極驅動器開始關斷。顯然，短路的整個持續時間 不足400 ns。電流的長尾表示下方IGBT反并聯二極管中的續流導 致的感應電能。開啟時，去飽和電壓的初始增加是雜散去飽和 檢測電動勢的一個例子，這是由于集電極-發射極電壓瞬態所導 致。可以通過增加去飽和濾波器時間常數，從而增加額外的消 隱時間而消除。

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　　圖8. IGBT短路關斷

　　圖8顯示了IGBT上的集電極-發射極電壓。由于去飽和保護期 間，關斷的阻抗較大，因此初始受控過沖約為320 VDC總線電壓 以上80 V。電流在下游反并聯二極管中流動，而電路寄生實際上 使得電壓過沖略高，最高約為420 V。

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　　圖9. 開啟時的米勒?箝位 通道1：柵極-發射極電壓5 V/div；通道2：來自控 制器的PWM信號5 V/div；通道3：集電極-發射極電壓100 V/div；200 ns/div

　　圖9顯示了正常工作時，米勒箝位防止逆變器直通的價值。

　　小結

　　隨著IGBT的短路耐受時間下降至1 μs的水平，在極短的時間內檢 測并關斷過流和短路正變得越來越重要。工業電機驅動的可靠 性與IGBT保護電路有很大的關系。本文羅列了一些處理這個問 題的方法，并提供了實驗結果，強調了穩定隔離式柵極驅動器 IC （比如ADI公司的ADuM4135）的價值。