共模抑制比的提高方法和模擬噪聲分析的注意事項

一、共模抑制比的提高方法 ? ??

我們重點介紹通過精確匹配的電阻網絡提高差分放大器的共模抑制比。在各種應用領域，采用模擬技術時都需要使用差分放大器電路，如圖 1 所示。例如測量技術，根據其應用的不同，可能需要極高的測量精度。為了達到這一精度，盡可能減少典型誤差源（例如失調和增益誤差，以及噪聲、容差和漂移）至關重要。為此，需要使用高精度運算放大器。放大器電路的外部元件選擇也同等重要，尤其是電阻，它們應該具有匹配的比值，而不能任意選擇。

理想情況下，差分放大器電路中的電阻應仔細選擇，其比值應相同 (Rf/Ri = Rb/Rs)。這些比值有任何偏差都將導致不良的共模誤差。差分放大器抑制這種共模誤差的能力以共模抑制比(CMRR) 來表示。它表示輸出電壓如何隨相同的輸入電壓（共模電壓）而變化。在最佳情況下，輸出電壓不應該改變，因為它只取決于兩個輸入電壓之間的差值（最大 CMRR）；但是，實際使用中情況會有所不同。CMRR 是差分放大器電路的重要特性，通常以 dB 來表示。

對于圖 1 所示的差分放大器電路，CMRR 取決于放大器本身以及外部連接的電阻。對于后者，取決于電阻的 CMRR 在本文下述部分以下標"R"表示，并利用下式計算：

例如，在放大器電路中，所需增益 G = 1 且使用容差為 1%、匹配精度為 2% 的電阻產生的共模抑制比為

在 34 dB時，CMRRR?相對較低。在這種情況下，即使放大器具有非常好的 CMRR，也無法實現高精度，因為鏈路的精度總是取決于其精度最差的環節。因此，對于精密的測量電路而言，必須非常精確地選擇電阻。

實際使用中傳統電阻的阻值并不恒定。它們會受機械負載和溫度的影響。根據需求的不同，可以使用具有不同容差的電阻或匹配電阻對（或網絡），其大部分使用薄膜技術制造并具有精確的比值穩定性。利用這些匹配的電阻網絡，可以大幅提高放大器電路的整體 CMRR。

結論：必須根據差分放大器電路的精度要求仔細選擇外部電阻電路，以便實現系統的高性能。

二、模擬噪聲分析的注意事項 ? ??

噪聲是模擬電路設計的一個核心問題，它會直接影響測試結果，以及獲得所需信息的經濟成本。關于噪聲有許多混淆和誤導信息，可能導致性能不佳、高成本的過度設計或資源使用效率低下。我們重點闡述關于模擬設計中噪聲分析的幾個常見誤區。

1.降低電路中的電阻值總是能改善噪聲性能

噪聲電壓隨著電阻值提高而增加，二者之間的關系，可以用約翰遜噪聲等式來描述：erms = √4kTRB，其中erms為均方根電壓噪聲，k為玻爾茲曼常數，T為溫度（單位為K），R為電阻值，B為帶寬。這讓許多人得出結論：為了降低噪聲，應當降低電阻值。雖然這常常是正確的，但不應就此認定它是普遍真理，因為在有些例子中，較大的電阻反而能夠改善噪聲性能。舉例來說，在大多數情況下，測量電流的方法是讓 它通過一個電阻，然后測量所得到的電壓。根據歐姆定律V = I×R，產生的電壓與電阻值成正比，但正如上式所示，電阻的約翰遜噪聲與電阻值的平方根成正比。由于這個關系，電阻值每提高一倍，信噪比可以提高3dB。在產生的電壓過大或功耗過高之前，此趨勢一直是正確的。

2.手工計算時必須包括每一個噪聲源

設計時盡可能要考慮每一個噪聲源，但設計師的時間是寶貴的，這樣做在大型設計中會非常耗時。全面的噪聲計算最好留給仿真軟件去做。不過，設計人員如何簡化設計過程需要的手工噪聲計算呢？答案是忽略低于某一閾值的不重要噪聲源。如果一個噪聲源是主要噪聲源（或任何其他折合到同一點的噪聲源）的1/5erms值，其對總噪聲的貢獻將小于2%，可以合理地予以忽略。設計人員常會爭論應當把該閾值選在哪里，但無論是1/3、1/5還是1/10 （分別使總噪聲增加5%、2%和0.5%），在設計達到足以進行全面仿真或計算的程度之前，沒必要擔心低于該閾值的較小噪聲源。

3.直流耦合電路中必須始終考慮1/f噪聲

1/f噪聲對超低頻率電路是一大威脅，因為許多常用噪聲抑制技術，像低通濾波、均值和長時間積分等，對它都無效。然而，許多直流電路的噪聲是以白噪聲源為主，1/f噪聲對總噪聲無貢獻，因而不用計算1/f噪聲。為了弄清這種效應，考慮一個放大器，其1/f噪聲轉折頻率fnc為10 Hz，寬帶噪聲為10 nV/√Hz。對于各種帶寬，計算10秒采集時間內包含和不含1/f噪聲兩種情況下的電路噪聲，以確定不考慮1/f噪聲的影響。當帶寬為fnc的100倍時，寬帶噪聲開始占主導地位；當帶寬超過fnc的1000倍時，1/f噪聲微不足道。現代雙極性放大器可以具有比10 Hz低很多的噪聲轉折頻率，零漂移放大器則幾乎完全消除了1/f噪聲。

4.因為1/f噪聲隨著頻率降低而提高，所以直流電路具有無限大噪聲

雖然直流對電路分析是一個有用的概念，但真實情況是，如果認為直流是工作在0 Hz，那么實際上并不存在這樣的事情。隨著頻率越來越低，趨近0 Hz，周期會越來越長，趨近無限大。這意味著存在一個可以觀測的最低頻率，哪怕電路在理論上是直流響應。該最低頻率取決于采集時長或孔徑時間，也就是觀測器件輸出的時長。如果開啟器件并觀測輸出100秒，則其能夠觀測到的最低頻率偽像將是0.01 Hz。這還意味著，此時可以觀測到的最低頻率噪聲也是0.01 Hz。

通過一個數值例子來展開說明，考慮一個DC至1 kHz電路，連續監控其輸出。如果在前100秒觀測到電路中一定量的1/f噪聲，從0.01 Hz至1 kHz（5個十倍頻程的頻率），則在30年（約1nHz，12個十倍頻程）中觀測到的噪聲量可計算為√12/5 = 1.55，或者說比前100秒觀測到的噪聲多55%。這種增加幾乎沒有任何意義，即使考慮最差情況——1/f噪聲持續增加到1 nHz（目前尚無測量證據）——也是如此。理論上，如果沒有明確定義孔徑時間，1/f噪聲可以計算到一個等于電路壽命倒數的頻率。實際中，電路在如此長時間內的偏差以老化效應和長期漂移為主，而不是1/f噪聲。許多工程師為直流電路的噪聲計算設定0.01 Hz或1 mHz之類的最低頻率，以使計算切合實際。

5.噪聲等效帶寬會使噪聲倍增

噪聲等效帶寬(NEB)對噪聲計算是一個很有用的簡化。由于截止頻率以上的增益不是0，某些超出電路帶寬的噪聲會進入電路中。NEB是計算的理想濾波器的截止頻率，它會放入與實際電路相同的噪聲量。NEB大于-3 dB帶寬，已針對常用濾波器類型和階數進行計算，例如：對于單極點低通濾波器，它是-3dB帶寬的1.57倍，寫成公式就是NEB1-pole = 1.57 × BW3dB。然而，關于應把該乘法因數放在噪聲公式中的何處，似乎一直存在混淆。

6.在第一級提供大部分增益可實現最佳噪聲性能

為了實現更好的噪聲性能，常常建議在第一級提供增益，這是對的，因為信號會比隨后各級的噪聲要大。然而，這樣做的缺點是會削弱系統能夠支持的最大信號。某些情況下，與其在第一級提供很大一部分增益（雖然這樣可以提高測量靈敏度，但會限制動態范圍），不如限制第一級提供的增益，并用高分辨率進行數字化處理，使靈敏度和動態范圍都達到最大。

7.給定阻值時，所有類型電阻的噪聲相同

電阻的約翰遜噪聲非常重要，我們可以通過簡單的公式來計算某一電阻在某一溫度下的噪聲。然而，約翰遜噪聲是電阻中可以觀測到的最小噪聲，而且并非所有類型的電阻都有同等噪聲。還有過量噪聲，它是電阻中1/f噪聲的來源之一，與電阻類型密切相關。過量噪聲（有時候也誤稱為電流噪聲）與電流在非連續介質中流動的方式有關。它被規定為噪聲指數(NI)，單位為dB，以每十倍頻程1μV rms/Vdc為基準。這意味著：如果一個0dB NI的電阻上有1Vdc電壓，則給定十倍頻程時的過量噪聲為1μVrms。碳和厚膜電阻的NI最高，可能高達+10dB左右，在信號路徑的噪聲敏感部分中最好避免使用。薄膜電阻一般要好得多，約為-20dB；金屬箔和繞線電阻可以低于-40dB。

8.給定足夠長的采集時間，均值法可將噪聲降至無限小

一般認為均值法可將噪聲降低均值數的平方根倍。這在一定條件下是成立的，即NSD必須保持平坦。然而，在1/f范圍內和其他幾種情況下，這種關系不成立?？紤]在一個以恒定頻率fs采樣的系統中使用均值法，對n個樣本求均值并進行1/n抽取，返回m個抽取樣本。取n個平均值會將抽取后的有效采樣速率變為fs/n，系統看到的有效最大頻率降低n倍，白噪聲降低√n倍。然而，獲得m個樣本的時間也會延長n倍，因此系統可以看到的最低頻率也會降低n倍（沒有0 Hz這種事）。取的均值數越多，頻段上的這些最大和最小頻率就越往下移。一旦最大和最小頻率均在1/f范圍內，總噪聲便僅取決于這些頻率之比，再提高均值數對降低噪聲沒有進一步的好處。同樣的道理也適用于多斜率等積分ADC的長積分時間。除了數學上的限制以外，還存在其他實際限制。例如，若量化噪聲是主要噪聲源，使得直流輸入電壓下的ADC輸出為一個無閃爍的恒定碼，則任何數量的均值都會返回同一個碼。

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