新一代便攜式設備的關鍵電源電路設計考慮

　由于集成的功能不斷增多以及外形尺寸的日益縮小，最新一代功能豐富的更小型便攜式設備將使電源管理設計發揮關鍵作用。一般來說，便攜式設備主要包括微處理器、I/O外設、LED背光、閃存和/或硬盤驅動器(HDD)、數字和模擬電路，這些功能模塊對電源的要求各不相同。為使這些功能模塊正常工作并最小化功耗以實現更長的電池使用時間，系統設計工程師面臨如何設計嵌入式電源管理解決方案以滿足電源要求的挑戰。本文對電源要求進行了分析，并重點闡述如何設計這些電源管理電路。
　　
　　為微處理器供電
　　
　　微處理器是處理各種數據和命令的核心器件，大多數微處理器都采用CMOS電路并具有開關功耗和靜態功耗。數字電路的每一次開關轉換均對數字電路的輸出電容進行充放電，由此產生的功耗由下式表示：
　　
　　其中，C為總負載電容，fS為開關頻率，VCORE為施加在微處理器上的電源電壓。根據此公式得知：時鐘頻率的降低將使功耗呈線性下降，電壓的降低可導致功耗呈二次方程式下降。隨著微處理器處理速度越來越快，施加在微處理器上的電壓將降低小于1V以最小化功耗。
　　
　　微處理器最常見的供電電壓范圍為1.0~1.5V。從電壓要求來看，大多數微處理器都具有嚴格的電壓容差，在穩定狀態和負載瞬態時的電壓容差不到100mV。由于微處理器對低工作電壓和大電流(具有大的邊沿斜率)的要求，電源管理設計工程師面臨既要滿足嚴格的電壓瞬態要求，又要解決系統功耗預算和電池運行時間(高轉換效率)的難題。微處理器的功耗通常為系統總功耗的30~40%左右。通常為便攜式設備供電的鋰離子電池，采用LiCo02陰極材料，其典型的電池工作電壓范圍介于3.0~4.2V。
　　
　　圖1所示的同步降壓轉換器拓撲能有效地將電池電壓轉換為低內核電壓。通常，具有集成MOSFET的固定頻率脈寬調制(PWM)DC/DC轉換器在正常負載條件下具有90%以上的轉換效率，但由于開關損耗和柵極驅動損耗的影響，它們在輕負載條件下(如便攜式設備的待機模式)的效率較低。為使便攜式設備實現超長的電池待機時間，轉換器能在輕負載條件下提供高效率非常重要。

　　
　　圖1：(a) 同步降壓轉換器拓撲結構圖；(b) 負載瞬態過程中的負載電流和電感電流。
　　
　　首先是要設計降壓轉換器工作在非同步模式，這樣就避免了因盡量減少與回路電流有關的傳導損耗而導致的負電感電流。此外，脈寬頻率調制或脈沖跳躍(pulse skip)模式通常用于最小化柵極驅動和開關損耗。諸如TI開發的節電模式等專用技術通過關閉部分控制電路來降低開關損耗，并使PWM控制器的靜態電流最小。在150μA的負載條件下，可以實現低至18μA的靜態電流和超過70%的效率。
　　
　　然而，對從輕負載到高負載的負載瞬態而言，這種降壓轉換器帶來了另一個挑戰，即它需要一個延遲時間來喚醒PWM控制器并使其進入工作狀態。在此延遲時間內，輸出電容必須為負載供電，這將引入一個與固定頻率PWM轉換器有關的額外電壓降。如何克服節電模式帶來的這一負面影響呢？微處理器的電壓規范允許具有±5%的總容差，其中包括穩定狀態誤差和負載瞬態?？梢詫⑤p負載時的輸出電壓提高1%左右，以補償由于控制電路喚醒延遲引起的額外壓降。
　　
　　事實上，對移動處理器而言，提高輕負載時的輸出電壓是一貫的做法，這一做法被稱為負載線調節。這種技術增大了瞬態電壓的擺幅，因此它允許對額外電壓降進行補償或使用更小的輸出電容。此外，控制環路設計和電感設計對電壓瞬態響應的影響非常大。那么，如何選擇正確的電感和設計控制環路帶寬來實現快速的瞬態響應，并在保持高效率的同時滿足電壓瞬態要求呢？
　　
　　對從小于1mA負載到滿負載的階躍負載瞬態而言，電壓瞬態響應通常應在±3%以內。當階躍負載被施加到系統和輸出電容時，該電壓瞬態與等效串聯電阻(ESR)和轉換延遲密切相關。通常情況下會采用小型ESR陶瓷電容，因此，通過優化環路設計和電感值來最小化輸出電容器兩端的電壓瞬態最具挑戰性。輸出電容器需要在瞬態響應期間提供負載電流。微處理器所需電流的斜率比降壓轉換器電感電流的斜率大得多。負載電流和電感電流之間的差決定了需要由輸出電容提供的電荷數量，如圖1(b)所示。如果可以減少該非平衡電荷，則能降低瞬態電壓，減小輸出電容。電感電流的斜率越大，瞬態響應就越快，壓降也就越低，因此瞬態響應取決于電感電流跟隨負載電流的方式。電感電流上升時間與此處描述的控制環路帶寬密切相關。

　　
　　其中，fC為閉環環路帶寬。另一方面，反饋控制環路在輕負載到高負載轉換期間使占空比加大，在電感兩端出現凈電壓增加，這會引起電感電流增加。平均電感電流的上升時間由下式得出：

　　
　　其中L、VIN以及ΔD分別為電感、輸入電壓和占空比增加值。在給定帶寬下提供同樣快速的瞬態響應的最大電感被稱為臨界電感。該臨界電感為經過優化的電感，可為實現最高效率提供盡可能高的帶寬和最小電感電流紋波。通過以上兩個方程式能得到在給定環路帶寬條件下實現最快瞬態響應的臨界電感。

　　
　　其中，ΔDMAX為負載瞬態期間最大的占空比增加值。由此可見，采用小型電感也可以獲得高環路帶寬，從而實現快速的負載瞬態響應以滿足瞬態電壓要求。圖2給出了小型電感和大型電感的輸出電壓瞬態響應曲線，它表明電感越小，負載瞬態響應越快。

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　為背光用白光LED供電
　　
　　背光的功耗非常高，這會影響便攜式設備電池的使用壽命。顯示器背光照明最常見的是采用3~6個白光LED陣列，通常這些白光LED由20mA左右的電流來驅動以實現優化的亮度和顏色。為背光用白光LED供電主要面臨兩個挑戰：1. 如何實現各個LED間亮度一致；2. 在保持高效率的同時優化調光功能。
　　
　　解決第一個設計挑戰要求LED驅動器提供相同的驅動電流。通過串聯這些LED可以輕松實現流經每個LED的電流相同。驅動LED有兩種主要的拓撲結構，即開關電容/電荷泵和升壓轉換器。電荷泵采用電容器將電能傳輸至輸出端，解決方案總體尺寸非常小。由于電荷泵必須要集成至少4個MOSFET，所以只有驅動高達200mA電流的應用才具有成本效益；當輸出電壓與輸入電壓本質上不相關時，其效率相對較低。由于電荷泵的升壓能力有限，所以通常LED是并聯連接，這就需要精確鏡像電流以實現相同的驅動電流。電感升壓轉換器利用電感器將電能傳輸至輸出端，輸出電壓增益可達10倍，因此它隨時可以驅動6個串聯LED，并實現超過85%的效率。但是，電感升壓轉換器需要相對較大的電感且存在電磁干擾(EMI)方面的設計挑戰。

　　
　　圖2：小型電感和大型電感的輸出電壓瞬態響應曲線。
　　
　　解決第二個系統設計挑戰是要提供許多便攜式設備所需要的適合的調光功能。主要的調光技術有PWM調光、模擬調光和數字調光三種。
　　
　　PWM調光利用一個低頻數字PWM信號來反復開關白光LED驅動器，通過調整PWM信號的脈沖寬度就可以實現LED調光功能。PWM調光的主要優點在于能夠高效率地提供高質量白光。在手機系統中可用一個I/O端口生成PWM信號以啟動或關閉白光LED驅動器。

　　
　　圖3：(a) 典型的白光LED驅動器的調光模式；(b) H橋接降壓/升壓轉換器電路。
　　
　　然而，利用200Hz~20kHz的低調光頻率可能會產生聽得見的噪聲。為避免這種噪聲，白光LED驅動器所提供的調光頻率應超過聽得見的噪聲的頻率范圍。圖3(a)和圖4給出了典型的應用電路及其開關波形。

　　
　　圖4：圖3(a)電路的PWM調光開關波形。
　　
　　模擬調光是對參考電壓進行調節，參考電壓決定了流經LED的電流。PWM信號隨同低通濾波器被用來設置調光閾值。類似地，調節占空比將最終改變平均參考電壓以實現調光。這種方法的一個缺點是深度調光的效率較低，這將縮短電池運行時間。該方法的另一個主要挑戰是發光質量，由于LED驅動電流很低，所以LED的發光質量非常差，且發出的光也與自然界的白光不同。
　　
　　最后一種調光方法是數字調光。數字調光要求專用數字接口(如I2C)和單個線路接口。通過對到達驅動器的數字信號進編程，可以根據應用需要動態調節白光LED亮度。TPS61060支持數字調光功能，可降低處理器功耗并延長電池使用壽命。

為硬盤驅動器和I/O供電
　　
　　硬盤驅動器和許多I/O通常采用3.3V電壓軌供電。由于單個鋰離子電池的電壓為3.0~4.2V，所以它需要降壓/升壓功能以充分利用可用電量，從而延長電池的使用壽命。圖3(b)是H橋接降壓/升壓轉換器電路。如何選擇正確的控制方案以實現高效率呢？這種降壓/升壓轉換器有兩種基本的控制架構。
　　
　　第一種控制方案是使轉換器工作在傳統的降壓/升壓模式。當Q1和Q3同時導通時，輸入電壓被施加到電感上，能量存儲在電感中，輸出電容為負載提供電源。當Q1和Q3截至，Q2和Q4導通時，電感電流流經Q2和Q4，將存儲的電能供給輸出端。
　　
　　假設在轉換開關和電感上沒有功率損耗，則這種控制方案在連續導通模式下電壓增益由下式得出：
　　
　　其中，D為占空比。當占空比小于0.5時，轉換器工作在降壓模式，以使輸出電壓低于輸入電壓。當占空比大于0.5時，轉換器可實現升壓功能。為使輸出電壓等于輸入電壓，占空比需等于0.5。這種方案的降壓模式和升壓模式之間的轉換非常平滑，但是傳統的降壓/升壓運行效率較低，因為它所具有非連續的大輸入和輸出電流導致傳導損耗、開關損耗和電感繞組損(銅損)都非常高。
　　
　　第二種控制方案是使轉換器工作在降壓模式或者升壓模式，這可以獲得與降壓或升壓轉換器類似的更高的效率。當輸入電壓高于輸出電壓時，轉換器工作在降壓模式，當輸入電壓低于輸出電壓時，轉換器工作在升壓模式。在降壓模式中，Q4一直導通，Q3一直截至，Q1和Q2作為一個同步降壓轉換器交替導通和截至。在升壓模式中，當VIN小于Vo時，Q1一直導通，Q2一直截至，Q3和Q4作為一個同步升壓轉換器交替導通和截至。MOSFET和電感的均方根(RMS)電流與降壓或升壓轉換器的電流相等。這種控制方案可以實現比傳統降壓/升壓轉換器高5~10%的效率。

　　
　　圖5：TPS6300在各種負載條件下的典型應用電路。
　　
　　為利用最小尺寸解決方案進一步滿足延長電池使用壽命的要求，這里采用集成的N通道MOSFET作為頂部的開關MOSFET。對于給定的裸片尺寸，N通道MOSFET的導通電阻比P通道MOSFET低，因此這種方案進一步減少了傳導損耗。然而，驅動N通道MOSFET需要借助電荷泵電路提供高柵極驅動電壓。由德州儀器(TI)開發的一項創新技術在保持總芯片尺寸小于P通道MOSFET的同時，將這些電荷泵電路集成到芯片上，從而以最小尺寸的解決方案實現最高效率。圖5給出了TPS6300在各種負載條件下典型的應用電路圖，其最高效率可達95%。圖6為該電路在各種負載條件下的效率曲線圖。

　　
　　圖6：各種負載條件下的效率，最高效率可達95%。
　　
　　如何為微處理器、背光LED和I/O等關鍵元件供電對滿足嚴格的電壓瞬態響應、實現盡可能最高的效率以充分利用電池電量而言非常關鍵。為這些元件供電的很重要一點是，系統設計人員充分理解設計挑站以及優化電感和環路帶寬設計所要求的物理工作原理，從而選擇正確的控制方案以滿足系統性能要求。